转速、电流双闭环电机直流调速

第⼀章绪论1.1 直流调速概念

直流调速[1]是指⼈为地或⾃动地改变直流电动机的转速,以满⾜⼯作机械的要求。从机械特性上看,就是通过改变电动机的参数或外加⼯电压等⽅法来改变电动机的机械特性,从⽽改变电动机机械特性和⼯作特性机械特性的交点,使电动机的稳定运转速度发⽣变化。

1.2 直流调速系统的发展史

直流传动具有良好的调速特性和转矩控制性能，在⼯业⽣产中应⽤较早并沿⽤⾄今。早期直流传动采⽤有接点控制，通过开关设备切换直流电动机电枢或磁场回路电阻实现有级调速。1930年以后出现电机放⼤器控制的旋转交流机组供电给直流电动机（由交流电动机M和直流发电机G构成，简称G—M系统），以后⼜出现了磁放⼤器和汞弧整流器供电等，实现了直流传动的⽆接点控制。其特点是利⽤了直流电动机的转速与输⼊电压有着简单的⽐例关系的原理，通过调节直流发电机的励磁电流或汞弧整流器的触发相位来获得可变的直流电压供给直流电动机，从⽽⽅便地实现调速。但这种调速⽅法后来被晶闸管可控整流器供电的直流调速系统所取代，⾄今已不再使⽤。1957年晶闸管问世后，采⽤晶闸管相控装置的可变直流电源⼀直在直流传动中占主导地位。由于电⼒电⼦技术与器件的进步和晶闸管系统具有的良好动态性能，使直流调速系统的快速性、可靠性和经济性不断提⾼，在20世纪相当长的⼀段时间内成为调速传动的主流。今天正在逐步推⼴应⽤的微机控制的全数字直流调速系统具有⾼精度、宽范围的调速控制，代表着直流电⽓传动的发展⽅向。直流传动之所以经历多年发展仍在⼯业⽣产中得到⼴泛应⽤，关键在于它能以简单的⼿段达到较⾼的性能指标。例如⾼精度稳速系统的稳速精度达数⼗万分之⼀，宽调速系统的调速⽐达1：10000以上，快速响应系统的响应时间已缩短到⼏毫秒以下。

在实际应⽤中，电动机作为把电能转换为机械能的主要设备，⼀是要具有较⾼的机电能量转换效率；⼆是应能根据⽣产机械的⼯艺要求控制和调节电动机的旋转速度。电动机的调速性能如何对提⾼产品质量、提⾼劳动⽣产率和节省电能有着直接的决定性影响。因此，调速技术⼀直是研究的热点。

长期以来，直流电动机由于调速性能优越⽽掩盖了结构复杂等缺点⼴泛的应⽤于⼯程过程中。直流电动机在额定转速以下运⾏时，保持励磁电流恒定，可⽤改变电枢电压的⽅法实现恒定转矩调速；在额定转速以上运⾏时，保持电枢电压恒定，可⽤改变励磁的⽅法实现恒功率调速。直流电动机具有良好的运⾏和控制特性，长期以来，直流调速系统⼀直占据垄断地位，其中，双闭环直流调速系统是⽬前直流调速系统中的主流设备，它具有调速范围宽、平稳性好、稳速精度⾼等优点，在理论和实践⽅⾯都是⽐较成熟的系统，在拖动领域中发挥着极其重要的作⽤。

⾃19世纪80年代起⾄19世纪末以前，⼯业上传动所⽤的电动机⼀直以直流电动机为唯⼀⽅式。到了19世纪末，出现了三相电源和结构简单，坚固耐⽤的交流笼型电动机以后，交流电动机传动在不调速的场合才代替了直流电动机传动装置。然⽽，随着⽣产的不断发展，调速对变速传动装置是⼀项基本的要求，

现代应⽤的许多变速传动系统，在满⾜⼀定的调速范围和连续（⽆级）调速的同时，还必须具有持续的稳定性和良好的瞬态性能。虽然直流电动机可以满⾜这些要求，但由于直流电动机在容量、体积、重量、成本、制造和运⾏维护⽅⾯都不及交流电动机，所以长期以来⼈们⼀直渴望开发出交流调速电动机代替直流电动机。从60年代起，国外对交流电动机调速已开始重视。随着电⼒电⼦学与电⼦技术的发展，特别是电⼒半导体器件的发展，使得采⽤半导体变流技术的交流调速系统得以实现。尤其是70年代以来，⼤规模集成电路和计算机控制技术的发展，以及现代控制理论的应⽤，为交流电⼒拖动系统的发展创造了有利条件，促进了各种类型交流调速系统：如串级调速系统，变频调速系统，⽆换向器电动机调速系统以及⽮量控制调速系统等的飞速发展。⽬前交流电⼒拖动系统已具备了较宽的调速范围，较⾼的稳速精度，较快的动态响应，较⾼的⼯作效率以及可以四象限运⾏和制动，其静特性已可以与直流电动机拖动系统相媲美。国际上许多国家交流电⼒拖动系统已进⼊⼯业实⽤化阶段，⼤有取代直流电⼒拖动系统的势头。

但就⽬前⽽⾔，直流调速系统仍然是⾃动调速系统的主要形式，在许多⼯业部门，如轧钢、矿⼭采掘、纺织、造纸等需要⾼性能调速的场合得到⼴泛的应⽤。直流电动机可逆调速系统数字化已经⾛向实⽤化，其主要特点是：(1) 常规的晶闸管直流调速系统中⼤量硬件可⽤软件代替，从⽽简化系统结构，减少了电⼦元件虚焊、接触不良和漂移等引起的⼀些故障，⽽且维修⽅便；(2) 动态参数调整⽅便；(3) 系统可以⽅便的设计监控、故障⾃诊断、故障⾃动复原程序，以提⾼系统的可靠性；(4) 可采⽤数字滤波来提⾼系统的抗⼲扰性能；(5) 可采⽤数字反馈来提⾼系统的精度；(6) 容易与上⼀级计算机交换信息；(7) 具有信息存储、数据通信的功能；(8) 成本较低。⽽且，直流调速系统在理论和实践上都⽐较成熟，从控制技术的⾓度来看，⼜是交流调速系统的基础，因此，应⾸先着重研究直流调速系统，这样才可以在掌握调速系统的基本理论下更好的对交流调速系统进⾏研究和探索[1]。

1.3 研究双闭环直流调速系统的⽬的和意义

转速、电流双闭环直流调速系统是性能很好，应⽤最⼴的直流调速系统, 采⽤转速、电流双闭环直流调速系统可获得优良的静、动态调速特性。转速、电流双闭环直流调速系统的控制规律，性能特点和设计⽅法是各种交、直流电⼒拖动⾃动控制系统的重要基础。⾸先，应掌握转速、电流双闭环直流调速系统的基本组成及其静特性；然后，在建⽴该系统动态数学模型的基础上，从起动和抗扰两个⽅⾯分析其性能和转速与电流两个调节器的作⽤；第三，研究⼀般调节器的⼯程设计⽅法，和经典控制

理论的动态校正⽅法相⽐，得出该设计⽅法的优点，即计算简便、应⽤⽅便、容易掌握；第四，应⽤⼯程设计⽅法解决双闭环调速系统中两个调节器的设计问题，等等。

通过对转速、电流双闭环直流调速系统的了解，使我们能够更好的掌握调速系统的基本理论及相关内容，在对其各种性能加深了解的同时，能够发现其缺陷之处，通过对该系统不⾜之处的完善，可提⾼该系统的性能，使其能够适⽤于各种⼯作场合，提⾼其使⽤效率。并以此为基础，再对交流调速系统进⾏研究，最终掌握各种交、直流调速系统的原理，使之能够应⽤于国民经济各个⽣产领域。1.4 本⽂的研究内容

本⽂从直流电动机的⼯作原理⼊⼿，建⽴了双闭环直流调速系统的数学模型，并详细分析了系统的原理及其静态和动态性能。然后按照⾃动控制原理，对双闭环调速系统的设计参数进⾏分析和计算，利⽤Simulink对系统进⾏了各种参数给定下的仿真，通过仿真获得了参数整定的依据。本⽂的主要⼯作：

1.掌握电机传动的⼯作原理及应⽤；2.设计调速系统；

主要内容包括：触发电路设计；电流调节器设计；转速调节器设计。3.建⽴数学模型，计算其参数；4.进⾏数字仿真，验证其设计；5.完成相关实验。⼀、 设计题⽬：

双闭环V-M 调速系统中主电路电流调节器及转速调节器的设计⼆、 已知条件及控制对象的基本参数：

（1）已知电动机参数为：nom p =3kW ，nom U =220V ，nom I =17.5A ，nom n =1500r/min ，电枢绕组电阻a R =1.25Ω，2GD =3.532

N m 。采⽤三相全控桥式电路，整流装置内阻rec R =1.3Ω。平波电抗器电阻L R =0.3Ω。整流回路总电感L=200mH 。（2）这⾥暂不考虑稳定性问题，设ASR 和ACR 均采⽤PI 调节器，ASR 限幅输出im U *=

－8V ，ACR 限幅输出ctm U =8V ，最⼤给定nm U *=10V ，调速范围D=20，静差率s=10%，堵转电流 dbl I =2.1nom I ，临界截⽌电流 dcr I =2nom I 。

（3）设计指标：电流超调量δi %≤5%，空载起动到额定转速时的转速超调量δn ≤10%，空载起动到额定转速的过渡过程时间 t s ≤0.5。三、 设计要求

（1）分别⽤⼯程设计⽅法和西门⼦调节器最佳整定法进⾏设计，决定ASR 和ACR 结构并选择参数。

（2）对上述两种设计⽅法进⾏分析⽐较。

（3）设计过程中应画出双闭环调速系统的电路原理图及动态结构图四、 设计⽅法及步骤：Ⅰ ⽤⼯程设计⽅法设计（1）系统设计的⼀般原则：

按照“先内环后外环” 的设计原则，从内环开始，逐步向外扩展。在这⾥，⾸先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的⼀个环节，再设计转速调节器。

双闭环调速系统的实际动态结构框图如图2-22所⽰，它包括了电流滤波，转速滤波和两个给定信号的滤波环节。由于电流检测信号中经常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输⼊，需要加低通滤波。这样的滤波环节传递函数可⽤⼀阶惯性环节来表⽰，其滤波时间常数Toi 按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然⽽，在⼀直交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作⽤，为了平衡这个延迟作⽤，在给定信号通道上加⼊⼀个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是，让给定信号和反馈信号经过相同时间的延时，是⼆者在时间上得到恰当的配合，从⽽带来设计上的⽅便。

由于测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数⽤Ton 表⽰。再根据和电流环⼀样的道理，在转速给定通道上也加⼊时间常数为Ton 的给定滤波环节。

（2）电流环设计电流环动态结构图及简化

在图2-22点画线框内的电流环中，反电动势与电流反馈的作⽤相互交叉，这将给设计⼯作带来⿇烦。实际上，反电动势与转速成反⽐，它代表转速对电流环的影响。在⼀般情况下，系统的电磁时间常数Tl 远⼩于⼏机电时间常数Tm,因此，转速的变化往往⽐电流的变化慢的多，对电流环来说，反电动势是⼀个变化⽐较缓慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即dE=0.在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的影响，也就是说，可以暂且把电动势的作⽤去掉，得到电流环的近似结构框图，如图2-23所⽰。可证明，忽略反电动势对电流环作⽤的近似条件是：式中wci---电流环开环频率特性的截⽌频率。

如果吧给定滤波和反馈两个环节都等效的移到环内，同时把给定信号改成Ui*(s)/β,

则电流环就等效成电流负反馈系统，从这⾥可以看出两个滤波环节时间常数取值相同的⽅便之处了。

最后由于Ts 和Toi ⼀般都⽐Tl ⼩的多，可应当作⼩惯性群⽽近似的看作⼀个惯性环节，其时间常数为：T T Toi s i +=∑进⽽

1） 确定时间常数根据已知数据得

T m =2375e m GD R C C =23.53 2.853750.13230πs = 0.162s 3200100.072.85

l L T s s R -?=== 三相桥式晶闸管整流电路的平均时间0.0017s T s =，取电流反馈滤波时间常数0.002oi T s =，可得电流环的⼩时间常数为i T ∑=s T +oi T = 0.0017 s+0.002 s = 0.0037 s2） 选择电流调节器结构虽然 l i T T ∑=0.070.0037

= 18.9 > 10 ，但从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作⽤时有太⼤的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，对电流超调量有较严

格要求，⽽抗扰指标却没有具体要求，所以对电⽹电压的波动的及时抗扰作⽤只是次要因素。为此，电流环应以跟随性能为主，因此电流环仍按典型I 型系统设计。电流调节器选⽤PI调节器，其传递函数为：1()i ACR ii s W S K s

ττ+= 3） 选择电流调节器参数

积分时间常数 i τ=l T = 0.07 s 为满⾜δi %≤5%要求，取电流环开环增益I K 为I K =

12i T ∑=1(20.0037)

1s - = 135.14 1s - 电流调节器⽐例系数i K 为i K = i I s

R K K τβ=135.140.07 2.85 3.270.21837.84??=? 取调节器的输⼊电阻o R =20k Ω，则电流调节器的各参数为i R =i K o R =3.27?20k Ω=60.54 k Ω，取62 k Ωi C =i iR τ =6

30.07106210??F µ=1.13F µ，取1F µoi C =4oi o

T R =5

340.002102010F µ=0.4F µ，取0.47F µ根据上述参数可以达到的动态指标为δ

i %=4.3%≤5% 故能满⾜设计要求。4） 校验近似条件

电流环截⾄频率ci ω= I K =135.141s -，晶闸管装置传递函数近似条件为 ci ω13sT ≤

, 现 13s T 130.0017

=?1s -=196.11s ->ci ω 故该近似条件满⾜。忽略反电动势影响的近似条件为 ci

ω≥，现

=1s -=28.21s -故该近似条件满⾜。⼩时间常数近似处理条件为 ci

ω≤，现

1s -=180.81s ->ci ω 故该近似条件满⾜。（3）转速环设计

电流环经过简化后可视作为转速环中的⼀个环节，为此，需要求出它的闭环传递函数Wcli （s ），忽略⾼次项，可由近似条件TK w i I cn ∑≤31，降阶近似为 ()1

11+≈K W I cli s 接⼊转速环内，电流环在转速环内应等效为：111+s KI β

这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似的等效为只有较⼩时间常数1/I K 的⼀个惯性环节，这就表明，电流的闭环控制改造了控制对象，加快了电

流的跟随作⽤，这是局部闭环（内环）的⼀个重要功能。转速环动态结构图及简化：

1） 确定时间常数

因 n U * = nom n α，故转速反馈系数α为α=n nom U n *=101500V *min/r=0.0067 V *min/r

电流环的等级时间常数为 2i T ∑=0.0074s 。取转速反馈滤波时间常数on T =0.01s ，转速环的时间常数为

2n i on T T T ∑∑=+=0.0074s+0.01s=0.0174s2） 选择转速调节器结构

设计要求中虽然允许系统有静差，转速调节器的稳态放⼤系数很⼤，因此转速调节器如采⽤⽐例调节器，将很难满⾜稳定性要求。为此，转速调节器采⽤近似PI 调节器，按典型II 型系统进⾏设计。这样的系统同时也可满⾜动态抗扰性能好的要求。⾄于其阶跃响应超调量较⼤那是线性系统的计算数据，实际系统中转速调节器的饱和⾮线性性质会使超调量⼤⼤降低，当近似PI 调节器的稳态放⼤系数很⼤时，其传递函数可表⽰为1()n ASR nn s W S K s

ττ+= 3） 选择转速调节器参数 按跟随性能和抗扰性能较好的原则选择h=5，求出转速超调量δn %和过渡过程时间s t 。如果能够满⾜设计要求，则可根据所选的h 值计算有关参数；否则要改变h 值重新进⾏计算，直到满⾜设计要求为⽌。当h=5时，ASR 退饱和超调量为δn %=max (%)b C C ?2()nom n m

z n T n T λ∑*-? 式中，λ为电动机允许过载系数，按题意 λ=2.1；z 为负载系数，设为理想空载起动，则z=0; nom n ?为调速系统开环机械特性的额定稳态速降，nom n ?= nom eI R C ；max (%)b C C ?是基准值为b C 时的超调量相对值，⽽b C =2()n nom mT z n T λ∑-?。 当h=5时，max (%)b

C C ?=81.2%，故起动到额定转速，即 n *= nom n 时，退饱和超调量为 δn =9.2%≤10%满⾜设计要求。

空载起动到额定转速的过渡过程中，由于在⼤部分时间内ASR 饱和⽽不起调节作⽤，使过渡过程时间s t 延长，s t 可表⽰为s t =2t +0t

其中2t 为恒流升速时间，0t 是退饱和超调过渡过程时间。2t =

e m nom nom

C T n R I λ=0.1320.1621500 2.85 2.117.5s=0.31s 退饱和超调过渡过程时间等于动态速升的回复时间。当h=5时0t =8.8nT ∑=0.153s 。但

恢复时间是按误差为5%b C 计算的。这⾥b C =22K TN= 2n nom e m

RT I C T λ∑=170.4r/min ，故 5%b C = 8.5r/min 。这就是说，转速进⼊8.5r/min 的恢复时间为 0.153s 。但这⾥的恢复时间应按

转速进⼊5%nom n 来计算，由于5%nom n =75 r/min 〉〉8.5 r/min ，显然所需时间将远⼩于0.153s ，故可忽略不计，于是s t ≈2t =0.31s 。可见，能满⾜设计要求。这样，就可根据h=5选择转速调节器的参数。ASR 的时间常数为

n τ=h n T ∑=5?0.0174s=0.087s转速环开环增益为2212N n

h K h T ∑+==226500.0174s -?=2396.4s - ASR ⽐例系数为 (1)2e m n n

h C T K h RT βα∑+==60.2180.1320.162100.0067 2.850.0174=8.4 如设调节器输⼊电阻 o R =20k Ω，则n R =n K o R =8.4?20 k Ω=168k Ω，取160 k Ωn C =n n R τ=83

0.0871016010??F µ=0.54F µ,取0.47F µ on C =4on nT R =6

340.01102010F µ=2F µ，取2F µ 4） 校验近似条件转速环截⽌频率为cn ω=1N

K ω=N K n τ=396.4?0.0871s - =34.51s -电流闭环传递函数简化条件为cn ω15i T ∑≤，现 15i T ∑=150.0037

1s -=54.11s ->cn ω 故满⾜该简化条件。⼩时间常数近似处理条件为 cn ω≤，现

1s -=38.751s ->cn ω 故满⾜该简化条件5）易犯错误

由例2-2知，此系统是有差系统，ASR 似乎可⽤⽐例调节器并按典型I 型系统进⾏设计。这时，转速环的开环放⼤系数为N K =

ASR e m W R C T αβ 根据设计指标，转速超调量要求δn ≤10%，据此可选择参数为N n K T ∑=0.69于是

0.690.1320.2180.1620.01740.0067 2.85

ASR W =??=9.7 上述设计过程的错误是：ASR 采⽤⽐例调节器，当其放⼤系数为9.7时，虽可满⾜动态指标的要求，但却⽆法满⾜稳态指标要求。由前述计算可知，发展稳态指标要求时

KASR=76.3，即ASR 采⽤⽐例调节器时⽆法解决动、稳态之间的⽭盾，只有当ASR 采⽤PI调节器（或近似PI 调节器）后，才能较好地解决这个⽭盾。为此，当系统对稳态指标要求较⾼时，即使是有差系统，ASR 仍应采⽤PI 调节器，并按典型II 型系统进⾏设计。另外，计算空载起动到额定转速的过渡过程时间s t 时，若查教材表2-6，当h=5时，得s t =9.55n T ∑=9.55?0.174 s = 0.17 s

是不对的，此错误在于：教材表2-6所列数据是系统处于线性状态下得到的跟随性指标，它只适⽤与线性系统。⽽实际系统在突加给定后，由于ASR 饱和不再起调节作⽤，因此其过渡过程时间 将延长，其值主要由恒流升速的过程时间所决定。Ⅱ ⽤西门⼦调节器最佳整定法设计（1）电流环的动态校正

双闭环系统中电流环的动态结构图，如教材中图2-27所⽰。对于这种调节对象由⼀个⼤惯性环节和⼀个⼩惯性群所组成的系统，电流调节器可以采⽤PI 调节器，即1()i ACR Di s W S s

ττ+= 如果调节器按下列调节选择参数，电流环即将被校正为⼆阶最佳闭环调节系统i i T τ=12s D K Rβτ=

i T ∑ 所得调节器参数为 i i T τ==i i RC =0.07

12s D K R βτ=i T ∑=0i R C = 20.21837.840.00372.85 s = 0.021 s 因o R =20k ，故i C =6

30.021102010F µ??=1.05F µ，取1F µ，于是i i iR C τ== 30.07101

k ?Ω=70k Ω ，取68k Ω。这时电流环可达到的动态指标为：最⼤超调量 i σ%=4%，上升时间

r t =4.7i T ∑=4.7× 0.0037s=0.017。（2）转速环的动态校正

将电流环与上述的⼯程设计⽅法同样处理，可画出转速环的动态机构图如教材中图2-33所⽰。对于这种调节对象由⼀个积分环节和⼀个⼩惯性群组成的系统，转速调节器可以采⽤PI 调节器，即21 ()i ACR i D s W S K s

ττ+= 如果调节器按下述条件选择参数，系统即被校正为三阶最佳闭环调节系统4n n T τ∑=n K =

2n D ττ=2e m n C T T R

βα∑ 所得调节器参数为 4n n T τ∑==n C n R =4×0.0174s=0.0696sn K =0.1320.1620.21820.01740.0067 2.85

=7 因o R =20k Ω，故n R =n K o R =7×20 k Ω=140 k Ω，取n R =130 k Ω，则n C =n n

R τ=0.54µF ，取n C =0.47µF 。给定滤波器的时间常数为 τ=4n T ∑=0.0696s当转速调节器采⽤上述参数，并在输⼊端加给定滤波器11s τ+后，系统可以达到的动态指标为：转速最⼤超调量δn =8.1%，过渡过程时间s t =16.4n T ∑=16.4×0.0174s=0.265s 。Ⅲ 两种设计⽅法的分析⽐较

（1）西门⼦设计⽅法中的⼆阶最佳系统，与⼯程设计⽅法中的典型I 型系统在结构上是⼀样的。前者选择参数的条件，相当于典型I 型系统中选12K T

= 的情况。 （2）西门⼦设计⽅法中三阶最佳系统与⼯程设计⽅法中的典型II 型系统在结构上是⼀样的。前者选择参数的条件，相当于典型II 型系统中选中频宽h=4的情况。

（3）西门⼦设计⽅法的主要缺点是转速超调量计算未考虑ASR 饱和，因此给出的δ

n 过⼤；再采⽤较⼤时间常数的给定滤波，并不能减⼩δn ，因此只要ASR 饱和，此滤波环节对抑制超调就⽆作⽤。此外，西门⼦⽅法没有给出参数变化时系统动态性能的变化趋势，这就给现场调试带来⼀定困难。第⼆章 直流调速系统

2.1 直流调速系统的调速原理及性能指标2.1.1 直流调速系统的调速原理

直流电动机具有良好的起、制动性能，宜于在⼴范围内平滑调速，所以由晶闸管—直流电动机(V —M)组成的直流调速系统是⽬前应⽤较普遍的⼀种电⼒传动⾃动化控制系统。它在理论上实践上都⽐较成熟，⽽且从闭环控制的⾓度看，

它⼜是交流调速系统的基础[1，6]。

从⽣产机械要求控制的物理量来看，电⼒拖动⾃动控制系统有调速系统、位置随动系统（伺服系统）、张⼒控制系统、多电机同步控制系统等多种类型，各种系统往往都是通过控制转速来实现的，因此，调速系统是最基本的电⼒拖动控制系统。直流电动机的转速和其它参量的关系和⽤式（2—1）表⽰Φ-=e K IRU n （2—1）

式中 n ——电动机转速；U ——电枢供电电压；I ——电枢电流；

R ——电枢回路总电阻，单位为Ωe K ——由电机机构决定的电势系数。

在上式中， e K 是常数，电流I 是由负载决定的，因此，调节电动机的转速可以有三种⽅法：

（1）调节电枢供电电压U ；（2） 减弱励磁磁通Φ；（3） 改变电枢回路电阻R 。

对于要求在⼀定范围内⽆级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的⽅式最好。改变电阻只能实现有级调速；减弱励磁磁通虽然能够平滑调速，但调速的范围不⼤，往往只是配合调压⽅案，在基速（额定转速）以上做⼩范围的弱磁升速。因此，⾃动控制的直流调速系统往往以改变电压调速为主。2.1.2 直流调速系统的性能指标

根据各类典型⽣产机械对调速系统提出的要求，⼀般可以概括为静态和动态调速指标。静态调速指标要求电⼒传动⾃动控制系统能在最⾼转速和最低转速范围内调节转速，并且要求在不同转速下⼯作时，速度稳定；动态调速指标要求系

统启动、制动快⽽平稳，并且具有良好的抗扰动能⼒。抗扰动性是指系统稳定在 某⼀转速上运⾏时，应尽量不受负载变化以及电源电压波动等因素的影响[1，6]。⼀、静态性能指标1）．调速范围

⽣产机械要求电动机在额定负载运⾏时，提供的最⾼转速max n 与最低转速min n 之⽐，称为调速范围，⽤符号D 表⽰min maxn n D = （2—2）2）．静差率

静差率是⽤来表⽰负载转矩变化时，转速变化的程度，⽤系数s 来表⽰。具体是指电动机稳定⼯作时，在⼀条机械特性线上，电动机的负载由理想空载增加

到额定值时，对应的转速降落ed n ?与理想空载转速0n 之⽐，⽤百分数表⽰为%100%100000?-=??=n n n n n s ed ed （2—3）

显然，机械特性硬度越⼤，机械特性硬度越⼤，ed n ?越⼩，静差率就越⼩，转速的稳定度就越⾼。

然⽽静差率和机械特性硬度⼜是有区别的。两条相互平⾏的直线性机械特性的静差率是不同的。对于图2—1中的线1和线2，它们有相同的转速降落

1ed n ?=2ed n ?，但由于0102n n <，因此12s s >。这表明平⾏机械特性低速时静差率较⼤，转速的相对稳定性就越差。在1000r/min 时降落10r/min ，只占1%；在100r/min 时也降落10r/min ，就占10%；如果0n 只有10r/min ，再降落10r/min 时，电动机就停⽌转动，转速全都降落完了。

由图2—1可见，对⼀个调速系统来说，如果能满⾜最低转速运⾏的静差率s ，那么，其它转速的静差率也必然都能满⾜。

图2—1

事实上，调速范围和静差率这两项指标并不是彼此孤⽴的，必须同时提才有意义。⼀个调速系统的调速范围，是指在最低速时还能满⾜所提静差率要求的转速可调范围。脱离了对静差率的要求。任何调速系统都可以得到极⾼的调速范围；反过来，脱离了调速范围，要满⾜给定的静差率也就容易得多了。2.1.3 动态性能指标

⽣产⼯艺对控制系统动态性能的要求经折算和量化后可以表达为动态性能指标。⾃动控制系统的动态性能指标包括对给定信号的跟随性能指标和对扰动输⼊信号的抗扰性能指标。⼀、跟随性能指标

在给定信号（或称参考输⼊信号）R(t)的作⽤下，系统输出量C(t)的变化情况可⽤跟随性能指标来描述。当给定信号表⽰⽅式不同时，输出响应也不⼀样。通常以输出量的初始值为零，给定信号阶跃变化下的过渡过程作为典型的跟随过程，这时的动态响应⼜称为阶跃响应。⼀般希望在阶跃响应中输出量c(t)与其稳态值∞c 的偏差越⼩越好，达到∞c 的时间越快越好。常⽤的阶跃响应跟随性能指标有上升时间，超调量和调节时间：

1）上升时间r t

在典型的阶跃响应跟随过程中，输出量从零起第⼀次上升到稳态值∞c 所经过的时间称为上升时间，它表⽰动态响应的快速性，见图2—2。

图2—22）超调量%σ

在典型的阶跃响应跟随系统中，输出量超出稳态值的最⼤偏离量与稳态值之⽐，⽤百分数表⽰，叫做超调量：%100%max ?-=∞∞c c c σ （2—4）

超调量反映系统的相对稳定性。超调量越⼩，则相对稳定性越好，即动态响应⽐较平稳。3）调节时间s t

调节时间⼜称过渡过程时间，它衡量系统整个调节过程的快慢。原则上它应该是从给定量阶跃变化起到输出量完全稳定下来为⽌的时间。对于线性控制系统来说，理论上要到∞=t 才真正稳定，但是实际系统由于存在⾮线性等因素并不是这样。因此，⼀般在阶跃响应曲线的稳态值附近，取()%2%5±±或的范围作为允许误差带，以响应曲线达到并不再超出该误差带所需的最短时间定义为调节时间，可见图2—2。⼆、抗扰性能指标

⼀般是以系统稳定运⾏中，突加负载的阶跃扰动后的动态过程作为典型的抗扰过程，并由此定义抗扰动态性能指标，可见图2—3。常⽤的抗扰性能指标为动态降落和恢复时间：1）动态降落%max c ?

系统稳定运⾏时，突加⼀定数值的扰动（如额定负载扰动）后引起转速的

最⼤降落值%max c ?叫做动态降落，⽤输出量原稳态值1∞c 的百分数来表⽰。输出量在动态降落后逐渐恢复，达到新的稳态值()212,∞∞∞-c c c 是系统在该扰动作⽤下的稳态降落。动态降落⼀般都⼤于稳态降落（即静差）。调速系统突加额定负载扰动时的动态降落称作动态降落%max n ?。2）恢复时间f t

从阶跃扰动作⽤开始，到输出量基本上恢复稳态，距新稳态值2∞c 之差进

⼊某基准量b c 的()%2%5±±或范围之内所需的时间，定义为恢复时间f t ，其中bc 称为抗扰指标中输出量的基准值。

实际系统中对于各种动态指标的要求各有不同，要根据⽣产机械的具体要求⽽定。⼀般来说，调速系统的动态指标以抗扰性能为主。

图2—3

2.2 电流、转速双闭环直流调速系统的理论分析2.2.1 双闭环调速的⼯作过程和原理

双闭环调速系统的⼯作过程和原理: 电动机在启动阶段,电动机的实际转速(电压)低于给定值,速度调节器的输⼊端存在⼀个偏差信号,经放⼤后输出的电压保持为限幅值,速度调节器⼯作在开环状态,速度调节器的输出电压作为电流给定值送⼊电流调节器, 此时则以最⼤电流给定值使电流调节器输出移相信号,直流电压迅速上升,电流也随即增⼤直到等于最⼤给定值, 电动机以最⼤电流恒流加速启动。电动机的最⼤电流(堵转电流)可以通过整定速度调节器的输出限幅值来改变。在电动机转速上升到给定转速后, 速度调节器输⼊端的偏差信号减⼩到近于零,速度调节器和电流调节器退出饱和状态,闭环调节开始起作⽤。对负载引起的转速波动,速度调节器输⼊端产⽣的偏差信号将随时通过速度调节器、电流调节器来修正触发器的移相电压,使整流桥输出的直流电压相应变化,从⽽校正和补偿电动机的转速偏差。另外电流调节器的⼩时间常数, 还能够对因电⽹波动引起的电动机电枢电流的变化进⾏快速调节,可以在电动机转速还未来得及发⽣改变

时,迅速使电流恢复到原来值,从⽽使速度更好地稳定于某⼀转速下运⾏[1，5，，6，8]。2.2.2 双闭环直流调速系统的组成及其静特性⼀、双闭环直流调速系统的组成

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作⽤，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引⼊转速负反馈和电流负反馈。两者之间实⾏嵌套连接，如图2—4所⽰。把转速调节器的输出当作电流调节器的输⼊，再⽤电流调节器的输出去控制电⼒电⼦变换器UPE 。从闭环结构上看，电流环在⾥⾯，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

图2—4 转速、电流双闭环直流调速系统

其中：ASR-转速调节器 ACR-电流调节器 TG-测速发电机 TA-电流互感器UPE-电⼒电⼦变换器 *Un -转速给定电压 Un-转速反馈电压 *Ui -电流给定电压Ui -电流反馈电压

⼆、 双闭环直流调速系统的静特性分析

图2—5 双闭环直流调速系统的稳态结构框图

分析静特性的关键是掌握PI 调节器的稳态特征，⼀般使存在两种状况：饱和—输出达到限幅值，不饱和—输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输⼊量的变化不再影响输出，除⾮有反向的输⼊信号使调节器退出饱和，换句话说，饱和的 调节器暂时隔断了输⼊和输出的联系，相当于使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI 的作⽤使输⼊偏差电压ΔU 在稳态时总为零。实际上，在正常运⾏时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况[1，5，，6，8]。1．转速调节器不饱和

这时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输⼊偏差电压都是零，因此，*Un = Un =n ?α=0n ?α*Ui = Ui =d I ?β

由第⼀个关系式可得：n=α*nU =0n

从⽽得到图2-5所⽰静特性曲线的CA 段。与此同时，由于ASR 不饱和，*Ui <*im U 可知d I

到d I =dm I 。⽽dm I ，⼀般都是⼤于额定电流dn I 的。这就是静特性的运⾏段，它

是⼀条⽔平的特性。2．转速调节器饱和

这时，ASR 输出达到限幅值*im

U ，转速外环呈开环状态，转速的变化对系

统不再产⽣影响。双闭环系统变成了⼀个电流⽆静差的单电流闭环调节系统。稳态时：

d I =β*im U =dm I

其中，最⼤电流dm I 取决于电动机的容许过载能⼒和拖动系统允许的最⼤加速度，由上式可得静特性的AB 段，它是⼀条垂直的特性。这样是下垂特性只适合于0n n ?的情况，因为如果0n n ?,则*n n U U ?,ASR 将退出饱和状态.双闭环调速系统的静特性在负载电流⼩于dm I 时表现为转速⽆静差,这

时,转速负反馈起主要的调节作⽤,但负载电流达到dm I 时,对应于转速调节器的饱和输出*im

U ,这时,电流调节器起主要调节作⽤,系统表现为电流⽆静差,得到过电

流的⾃动保护.这就是采⽤了两个PI 调节器分别形成内、外两个闭环的效果。然⽽，实际上运算放⼤器的开环放⼤系数并不是⽆穷⼤，因此，静特性的两段实际上都略有很⼩的静差，见图2—6中虚线。

图2—6 双闭环直流调速系统的静特性三、 各变量的稳态⼯作点和稳态参数计算

由双闭环直流调速系统的稳态结构图可知，双闭环调速系统在稳态⼯作时，当两个调节器都不饱和时，各变量之间有以下关系：*Un =Un =n ?α=0n ?α*i U =i U =d I ?β=dl I ?βc U =sd K U 0=s de K R

I n C ?+?=s dl n e K R I U C ?+?α

上述关系表明，在稳态⼯作点上，转速n 是由给定电压*Un 决定，ASR 的输出量*i U 是由负载电流dl I 决定的，⽽控制电压c U 的⼤⼩则同时取决

于n 和d I ，或者说，同时取决于 *Un 和dl I 。PI 调节器输出量在动态过程中决定于输⼊量的积分，到达稳态时，输⼊为零，输出的稳态值与输⼊⽆关，⽽是由它后⾯环节的需要决定的。后⾯需要PI 调节器提供多么⼤的输出值，它就能提供多少，直到饱和为⽌。鉴于这⼀特点，双闭环调速系统的稳态参数计算与单闭环有静差系统完全不同，⽽是和⽆静差系统的稳态计算相似，即根据各调节器的给