1kW移相全桥直流变换器设计

课 程 设 计

课程名称电力电子技术课程设计

题目名称 1kW移相全桥直流变换器设计

专业班级 11级电气工程及其自动化

学生姓名

学 号

指导教师

二○一四年四月十三日

目录

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一，设计内容和要求 .................................................................. 3

1.1 主电路参数 .................................................................. 3 1.2 设计内容 .................................................................... 3 1.3 仿真波形 .................................................................... 3 二，设计方案 ........................................................................ 3

2.1 主电路工作原理 .............................................................. 3 2.2 芯片说明 .................................................................... 4

2.2.1采用的芯片说明 ......................................................... 4 2.2.2 UCC3895引脚说明 ....................................................... 5 2.2.3 UCC3895工作原理 ....................................................... 6 图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 ............................................. 8 2.3控制电路设计 ................................................................. 8 三，设计论述 ........................................................................ 8

3.1电路参数设计： ............................................................... 8

3.1.1 主电路参数： .......................................................... 8 3.1.2 变压器的设计 .......................................................... 9 3.1.3 输出滤波电感的设计 .................................................. 10 3.1.4 功率器件的选择 ...................................................... 11 3.1.5 谐振电感的设计 ...................................................... 12 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择 ......................................... 13

四，仿真设计 ....................................................................... 13 五，结论 ........................................................................... 15 六，参考文献 ....................................................................... 16

2

一，设计内容和要求

1.1 主电路参数

1.2 设计内容

主电路：选择开关管、整流二极管型号，计算滤波电感感值、滤波电容容值，谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路：UCC3895芯片周边元器件参数

1.3 仿真波形

给出仿真电路，得到仿真波形

二，设计方案

2.1 主电路工作原理

控制主要有两种：双极性控制和移相控制，本设计主要使用移相控制。由图2-2可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂；C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；Lr是谐振电感，包括变压器的漏感；T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin／K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin／K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin／K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。

3

图2-2 移相控制电路

电路说明：

1、与双极性控制相比，每个开关管并联一个电容。采用MOSFET时，不需要另外并电容和二极管。 2、增加一个谐振电感Llk。

3、利用电感和电容的谐振实现开关管软开关。

4、每个开关管导通时间接近180°，同一桥臂两个开关管互补导通， Q1、Q3为超前桥臂， Q2、Q4为滞后桥臂，超前桥臂超前滞后桥臂一定角度。

2.2 芯片说明

UCC3895是美国德州仪器公司生产的移相谐振全桥软开关控制器，该系列控制器采用了先进的BCDMOS技术。最高工作频率可以达到1MHz。该控制器将定频PWM技术与零电压开关技术结合在一起，使变换器在高频下的转换效率大大提高。UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列移相全桥PWM控制器相同，只是在控制电路、延迟设置和关断功能等方面进行了改进。另外，由于采用

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BCDMOS工艺，与UC3875和UC3879相比，其偏置电流显着降低。 UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同时增加了一些新的功能。主要有以下特点： （1）输出导通延迟时间编程可控； （2）自适应延迟时间设置功能； （3）双向振荡器同步功能； （4）电压模式控制或电流模式控制；

（5）软启动/软关机和控制器片选功能编程可控，单引脚控制； （6）占空比控制范围0％～100％； （7）内置7MHz误差放大器； （8）最高工作频率达到1MHz；

（9）工作电流低，500KHz下的工作电流仅为5mA；

（10）欠压锁定状态下的电流仅为150μA。

2.2.2 UCC3895引脚说明 UCC3895和UCC2895移相谐振全桥软开关控制器采用SOIC-20、PDIP-20、TSSOP-20和PLCC-20四种封装形式， UCC1895采用CDIP-20和CLCC-20两种封装形式。下面以PDIP-20为例进行介绍，其引脚排列如图2-1所示。

图 2-3

1、20、2：分别为运放的反向输入、同相输入和输出端。

3: PWM比较器的反相输入端。采用平均电流型控制时，接振荡器定时电容CT端，采用峰值控

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制时，接电流采样信号（加上斜率补偿信号）

5：接地端

6：振荡器同步端，多台电源同步工作时使用。 7：振荡器定时电容，产生锯齿波。

8：振荡器定时电阻，40–120kΩ之间，控制定时电容充放电。 9、10：分别调整A和B，以及C和D之间的死区时间

11：自适应延时设定，设定最大和最小可调输出延时死去时间的比率，接CS时不延时，接地延时最长。

12：电流采样端

13、14、17、18：A–D驱动输出端，A和B互补，接一个桥臂，C和D互补接另一个桥臂，AC之间有相移，BD之间也有相移。

15：电源端，接15V左右电压，另接1uF旁路电容到地。 16：接地端，与5接在一起。

19：软启动/关断端，当其电压低于0.5V，或ref脚低于4V，或VDD脚低于欠压封锁门限电压时，使3895快速关断。启动时间由外接电阻和电容决定。

2.2.3 UCC3895工作原理 UCC3895是采用BCDMOS工艺制作的移相全桥PWM控制器，最高工作频率可以达到1MHz。该控制器将定频PWM技术与零电压开关技术结合在一起，使变换器在高频下的转换效率大大提高。UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列移相全桥PWM控制器相同，只是在控制电路、延迟设置和关断功能等方面进行了改进。另外，由于采用BCDMOS工艺，与UC3875和UC3879相比，其偏置电流显着降低。

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UCC3895内部集成了精密基准电源、高频振荡器、软启动电路、过流保护电路、电流检测电路、空载比较器、欠压锁定电路、驱动输出电路、基准电压监测电路、延迟设置电路、禁止状态比较器、PWM锁存器、D触发器等，其原理框图如图所示。

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15PC28VEVcc+ VV + - -1010 -0.0002UC23120K10K+ v- 3It1013Vin VcFreqset vrefSlope eaoutR32100kv-pw14C2555pR3515.8kC30320pRamp outaInv outbNi outcDelay_set_abodDelay_set_cdCsp ssGnd pwrgndR345.1kC24R3747n4.7kC2947nC270.0001uUCC3895

图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图

如图2-4所示

三，设计论述

3.1电路参数设计： 3.1.1 主电路参数：

Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，f

 输入电压Vin：300VDC±20%  输出电压Vo：48V

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 输出电流I。：21A

3.1.2 变压器的设计

1)原副边匝比

为了降低输出整流二极管的反向电压，降低原边开关管的电流应力，提高高频变压器的利用率，高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.425，此时副边电压为Vsecmin：

VsecminVoVDVLf2Demax59.058 (V)

(3.1)

其中，Vo为变换器的输出电压，VD1.2V为副边整流二极管的导通压降，VLf1V为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降，Demax为变压器副边的最大占空比。

变压器的原副边匝比为：K2)选磁芯

初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A，其Ae235mm2。 3)确定原副边匝数

匝数的确定可以先确定原边，也可先确定副边，但由于原边的电压是变化的，可根据输出是固定的来先确定副边匝数Ns，由电磁感应定律有：

VinVsecmin300(120%)4.063

59.058NsVo

4fsBmAe(3.2)

将Vo48V，fs100103Hz，Bm0.15T，Ae235mm2代入上式有：

Ns483.404 364100100.1523510取匝，又由NpKNs12.189，取Np12匝，Np为变压器原边匝数。

4)导线的选取

导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径，即根据穿透深度的大小来选取线径，导线线径应小于两倍的穿透深度，穿透深度根据下面的公式计算：

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Ns32 (3.3)

式中为交变角频率，r0为导线的磁导率，为导线的电导率(此处2fs，r1，

04107H/m，58106/m)，经过计算，可得0.1975mm，导线直径d应小于

2mm的铜皮，选取电流密度为J3.5A/mm2，变压器原边的导电面积：

1103Sp1.4mm2

JVinmin3.5300(120%)85%Po所以原边选用一层0.1520mm的铜皮绕制。此处Vinmin为模块输入电压的最小值。 同理，变压器副边绕组的导电面积为Ss的铜皮一层绕制。

5)窗口面积核算

变压器的原副边都采用铜皮绕制，所以只需核算一下磁芯的窗口宽度即可。窗口中铜皮的厚度为原副边的铜皮厚度之和：120.150.25423.8mm，小于EE42Amm，所选磁芯完全适合

2IoJ2214.24mm2，实际选用0.2520mm23.52 3.1.3 输出滤波电感的设计

1. 电感值的选取

滤波电感的经验设计是使电感电流的脉动为额定输出电流的20%，也就是说要使电感电流为额定输出的10%时电感电流是临界连续的，因为每个模块的额定输出为21A，所以应设定电感电流输出2.1A时电感电流是临界连续的，那么有：

11TLfIs

Vinmax/KVoVo2VoVoLf1

2fsIVinmax/K若考虑整流管压降VD和输出滤波电感寄生电阻而引起的直流压降VLf，则：

(3.4)

(3.5)

LfVoVo(1)

2fsIVinmax/KVDVLf3(3.6)

其中Vin-mod max是模块输入电压的最大值。将Vo48V、fs10010Hz、K4、

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Vinmax300(10.2)V、VD1.2V、VLf1V、I4.2A代入上式，可计算得Lf43uH。

2. 滤波电感的设计 滤波电感的设计步骤：

1) 根据功率容量和工作状态，选用EE42磁芯，磁芯的有效导磁面积为Ae=182mm。 2) 初选气隙，根据公式：

2

L0N2Aed (3.7)

可得绕组匝数N=18.9，取N=19，则实际气隙。 3) 核算磁芯最高工作磁密Bm。根据公式：

Bm0NId (3.8)

其中IIoiLf/223.2A，可得Bm=0.29T。EE42的饱和磁密Bs=0.39T，Bm4)导线的选取。

滤波电感电流有效值的最大值ILfmaxI。iLf/223.2A，取电流密度为4A/mm，则需要的

2

导线截面积为SILfmax/J5.8mmmm的铜皮单层绕制。

2

25) 窗口面积核算

mm，该磁芯符合设计需要。

3.1.4 功率器件的选择

1) 开关管的选择

FB-ISOP组合变换器的开关管的电压应力Vds为每个模块的输入电压，是总的输入电压的一半，可得VdsmaxVinmax3001.2360V，电流应力Is为每个模块输出电流折射到原边的电流值，可得IsmaxIo/K5.25A，考虑裕量，可选用IXYS公司的IRFP460(540V/20A)。 2) 输出整流二极管的选择

变压器副边采用全波整流，因此输出整流二极管承受的电压为两倍的变压器副边电压，二极管的最大电压应力Vdmax=Iomodmax2

2Vin-max2300(1+20%)==180V。二极管最大电流应力Idmax为K4I(110%)omod16.337A，Iomodmax是每个模块输出电流的最大值。考虑一定的电

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压电流裕量，选用IXYS公司的共阴极二极管DSEC60-04AC (234V/230A)。

3.1.5 谐振电感的设计

1 电感值的选取

考虑到谐振电感的选用必须满足由于：

Dlossmax2Demax1

(3.9)

2DemaxVoVDVLfVinmin/K481.210.6275，因此Dlossmax12Demax=0.3725，选择选择

3000.8/3最大占空比丢失为Dloss0.3，可以得到谐振电感量为：

LrVinminKDloss34.28H

4Iofs(3.10)

H。

'根据原理样机的性能要求，选IRF460作为主开关管，在Vdc＝25V时，其结电容Co870pF。

'MOSFET输出电容是非线性的，等效电容值与Vds有CossCo25/Vds的关系[29]

，因此：

Coss87025/270265(pF)

(3.11)

滞后管开关时，变压器副边是短路的，实现软开关的能量只有Lr的能量。因此为了实现软开关，必须满足下式：

124IlagLrCossVin2 23由此，可以得到：

(3.12)

Ilagmin8CossVin230.083(A) Lr(3.13)

此时对应的负载电流为0.08330.249(A)，是满载电流的11.86％，也就是说，当负载电流大于满载电流的11.86％时，滞后管可以实现软开关。

超前管的驱动信号之间的死区时间设置为td(lead)=200ns，在死区时间内，将即将开通的超前管的结电容电荷全部抽光所需要的电流为：

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ileadminCossVin0.398(A)

td(lead)(3.14)

该电流对应于负载电流为0.39831.192(A)，是负载电流的5.7%，也就是说，当负载电流大于满载电流的5.7%，超前管可以实现软开关。

2 谐振电感的设计

1) 根据功率容量和工作状态，选用EE33磁芯，磁芯的有效导磁面积为Ae=111mm。 2) 初选气隙，根据公式：

2

L0N2Aed (3.15)

可得绕组匝数N=11.08，取N=11，则实际气隙。 3) 核算磁芯最高工作磁密Bm。根据公式：

Bm0NId (3.16)

其中IIomodiLf/2/K5.8A，可得Bm=0.2T。EE33的饱和磁密Bs=0.39T，Bm4) 导线的选取。

谐振电感电流有效值的最大值IrmaxI5.8A，取电流密度为4A/mm，则需要导线的面积为

2

SIrmax/J2。这里选用励磁线（每股为φ0.1的漆包线100根绞制）绕制，其导电面积为

S10.1210040.785mm2，因此需要的股数为S/S1＝2。

5) 窗口面积核算

取填充系数Ku=0.3，则需要磁芯的窗口面积为53S1/Ku，所选磁芯满足要求。

22

3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择

根据UoQ12DUo，ΔUo=0.1mV代入，2D=0.85，fs=100kHz，并将前面所求得的滤波C8LCfs2电感值L代入，可求得C=0.021F。

四，仿真设计

13 PI调节

UCC3895芯片 三角波生成

5-1 控制电路

B A

图5-2 主电路

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图5-3是在上述参数下的控制电路输出波形

说明：当主电路输入电压Vin保持不变时，变换器的输出电压Vo不变，其输出电流Io保持不变。而两测量点A、B之间的电压差值即Ua-Ub的电压成阶梯状周期性变化。

五，结论

本文介绍了移相全桥DC／DC变换器控制芯片UCC3895，与此前同类芯片比较增加了自适应死区时间控制。设计了一台300V／48V的DC／DC变换器的设计，该方案采用了峰值电流控制模式，可在较大范围内实现移相全桥零电压开关(ZVS)。最大可实现1～2kW的功率变换。实验证实了UCC3895的控制功能。预计会有较大的应用前景。

六，参考文献

[1]张兴.《电力电子技术》.科学出版社.2010年7月，第一版

[2]王兆安，黄俊．《电力电子技术》（第四版）机械工业出版社，2000年

[3]刘 刚,胡绳荪等.《焊接逆变器偏磁问题及其防止措施的研究》.电焊机,1993 年 [4]李宪正等.《电流型PWM 控制器UC2846 及其在逆变弧焊电源中的应用》.1996年 [5]UNITRODE. Product & Applications Handbook.U2NITRODE ,1996年.

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[6]IR 公司.《电力半导体器件应用指南》.西安电力电子技术研究所,1994年.

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