一种DCDC转换器[发明专利]

(12)发明专利申请

(10)申请公布号(10)申请公布号 CN 104300787 A(43)申请公布日 2015.01.21

(21)申请号 201410643908.4(22)申请日 2014.11.07

(71)申请人圣邦微电子（北京）股份有限公司

地址100048 北京市海淀区西三环北路72

院B座1608房间(72)发明人陈建春

其他发明人请求不公开姓名(74)专利代理机构北京海虹嘉诚知识产权代理

有限公司 11129

代理人吴小灿(51)Int.Cl.

H02M 3/155(2006.01)

权利要求书1页 说明书4页 附图2页权利要求书1页 说明书4页 附图2页

(54)发明名称

一种DCDC转换器(57)摘要

一种DCDC转换器，有利于降低功耗和节省芯片面积，其特征在于，包括输入电压端、输出电压端、误差放大器和脉冲宽度调制比较器，所述误差放大器的正向端连接参考电压端，所述误差放大器的负向端连接反馈电压端，所述误差放大器的输出端连接电平转换电路使误差放大器输出端的差值电压转换为差值转换电压，所述差值转换电压输入所述脉冲宽度调制比较器的正向端，所述脉冲宽度调制比较器的负向端连接采样信号端，所述采样信号端通过MOS管连接所述输入电压端。

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权 利 要 求 书

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1.一种DCDC转换器，其特征在于，包括输入电压端、输出电压端、误差放大器和脉冲宽度调制比较器，所述误差放大器的正向端连接参考电压端，所述误差放大器的负向端连接反馈电压端，所述误差放大器的输出端连接电平转换电路使误差放大器输出端的差值电压转换为差值转换电压，所述差值转换电压输入所述脉冲宽度调制比较器的正向端，所述脉冲宽度调制比较器的负向端连接采样信号端，所述采样信号端通过MOS管连接所述输入电压端。

2.根据权利要求1所述的DCDC转换器，其特征在于，所述电平转换电路集成在所述误差放大器中。

3.根据权利要求1所述的DCDC转换器，其特征在于，所述电平转换电路包括第五NMOS管，所述第五NMOS管的栅极连接所述误差放大器的输出端，所述第五NMOS管的源极通过第八电阻接地，所述第五NMOS管的漏极通过第七电阻连接所述输入电压端，所述第五NMOS管的漏极直接连接所述脉冲宽度调制比较器的正向端。

4.根据权利要求1所述的DCDC转换器，其特征在于，所述反馈电压端位于相互串联的第一反馈电阻和第二反馈电阻之间，所述第一反馈电阻连接所述输出电压端，所述第二反馈电阻连接接地端。

5.根据权利要求1所述的DCDC转换器，其特征在于，所述输出电压端通过电容连接接地端。

6.根据权利要求1所述的DCDC转换器，其特征在于，所述输出电压端通过电感连接开关节点，所述开关节点分别连接第一PMOS管的漏极和第二NMOS管的漏极，所述第一PMOS管的栅极和所述第二NMOS管的栅极分别连接逻辑控制电路，所述第二NMOS管的源极连接接地端，所述第一PMOS管的源极连接所述输入电压端。

7.根据权利要求6所述的DCDC转换器，其特征在于，所述逻辑控制电路连接所述脉冲宽度调制比较器的输出端。

8.根据权利要求6所述的DCDC转换器，其特征在于，所述采样信号端分别连接第三PMOS管的漏极和第四PMOS管的源极，所述第四PMOS管的漏极连接所述开关节点，所述第三PMOS管的源极连接所述输入电压端。

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说 明 书一种DCDC转换器

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技术领域

[0001]

本发明涉及从直流电源转换到直流电源的DCDC转换技术，特别是一种DCDC转换器，有利于降低功耗和节省芯片面积。

背景技术

[0002] 图1是现有技术中基于电压模式控制的DC-DC转换器的电路原理示意图。DC(Direct Current)指直流电，DCDC(也记作DC-DC,direct current-direct current)指改变直流参数的直流到直流的变换。在DCDC转换器中，以如图1中的Buck结构为例，电压模式控制系统的原理为：反馈电压Vfb为输出电压Vout的采样电压，通过误差放大器EA放大Vfb与参考电压Vref的差值，再将该放大后的差值即误差放大器输出电压Vea与预设的斜坡信号Vramp比较。当Vfb高于Vref时，即Vout高于预设值，此时Vea较低，且低于预设的斜坡信号时，PWM(PWM-Pulse Width Modulation/脉冲宽度调制)比较器输出高电平，通过逻辑控制电路100使M1关闭，M2导通，对Vout放电，使Vout趋近预设值。反之，当Vout低于预设值时，PWM比较器输出低电平，保持M1导通，M2关闭，对Vout充电，使Vout趋近预设值。如此往复，以实现对Vout电压值的控制。但上述电压模式控制为反馈控制，即需要当Vout高于或低于预设值后，再通过系统调节，经过一定的响应时间才能体现调节效果，具有滞后性。因此系统的瞬态响应较差，降低系统精度和性能，且若瞬间产生过高的Vout容易对系统造成损伤。

[0003] 图2是现有技术中基于电流模式控制的DC-DC转换器的电路原理示意图。如图2所示，为典型的Buck结构，为在电压环路的基础上增加电流环路的电流模式控制。具体的，当M1导通时，M2关闭，通过电感L对输出Vout充电，此时I1＝IL。当M1关闭时，M2导通，输出Vout放电，此时I2＝IL。由于电感的作用，I1的电流波形如图3所示，其中Ton阶段为M1导通阶段，IL逐渐增加，Toff为M1关闭阶段，IL逐渐降低。当I1高于设定阈值后，将M1关闭，因此电流模式可以逐周期地控制对Vout的充放电，以提高系统的瞬态响应，进而提高系统的精度和性能，并起到保护系统的作用。其中现有技术中，判断I1高于一定阈值而关闭M1的方法为：当M1导通时，M3和M4也导通，其中Is＝k1*I1，k1为常数。通过M3和M4对I1进行采样，得到采样电压V，Vs＝Vcc-V，以Vcc为参考点，Vs的高低表征I1。而Vea-0＝A(Vref-Vfb)，由此可知以地为参考点，Vea的高低可以表征Vfb的大小。由此可知，Vs和Vea电平不匹配，不能够直接进行比较，需要对Vs进行电平转换，具体地，通过V to I的电路结构将信号Vs转换为Isum，且Isum＝k2*I1，k2为常数，再将Isum加在一电阻上，将Isum信号变换成Vsum信号，此时Vsum-0＝k2*I1*R13，由此可知以地为参考点，Vsum的高低可以表征I1的大小。此时Vsum和Vea电平相匹配，通过PWM比较器对Vsum和Vea进行比较。当Vsum高于Vea时，则表征I1到达设定阈值，PWM比较器输出高电平，通过逻辑控制使M1关闭，M2导通。同理，当Vsum低于Vea时，则表征I1未到达设定阈值，PWM比较器输出低电平，继续保持M1导通，M2关闭，对Vout进行充电。电流模式控制需要对I1进行采样，得到Vs。但Vs信号与Vea信号电平不匹配，不能直接进行比较。需要将Vs通

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说 明 书

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过V to I电路(通常为运算放大器)转换成电流信号Isum，再将Isum信号转换成Vsum信号，得到的表征I1的Vsum信号才能与Vea进行比较。上述转变的过程中需要功耗较大的V to I结构以及如图所示的R13，该结构增大了系统的静态电流而降低了系统的性能，增大版图的面积而增大了系统的成本，降低了产品的竞争力。发明内容

本发明针对现有技术中存在的缺陷或不足，提供一种DCDC转换器，有利于降低功耗和节省芯片面积。

[0005] 本发明的技术方案如下：[0006] 一种DCDC转换器，其特征在于，包括输入电压端、输出电压端、误差放大器和脉冲宽度调制比较器，所述误差放大器的正向端连接参考电压端，所述误差放大器的负向端连接反馈电压端，所述误差放大器的输出端连接电平转换电路使误差放大器输出端的差值电压转换为差值转换电压，所述差值转换电压输入所述脉冲宽度调制比较器的正向端，所述脉冲宽度调制比较器的负向端连接采样信号端，所述采样信号端通过MOS管连接所述输入电压端。

[0007] 所述电平转换电路集成在所述误差放大器中。[0008] 所述电平转换电路包括第五NMOS管，所述第五NMOS管的栅极连接所述误差放大器的输出端，所述第五NMOS管的源极通过第八电阻接地，所述第五NMOS管的漏极通过第七电阻连接所述输入电压端，所述第五NMOS管的漏极直接连接所述脉冲宽度调制比较器的正向端。

[0009] 所述反馈电压端位于相互串联的第一反馈电阻和第二反馈电阻之间，所述第一反馈电阻连接所述输出电压端，所述第二反馈电阻连接接地端。[0010] 所述输出电压端通过电容连接接地端。[0011] 所述输出电压端通过电感连接开关节点，所述开关节点分别连接第一PMOS管的漏极和第二NMOS管的漏极，所述第一PMOS管的栅极和所述第二NMOS管的栅极分别连接逻辑控制电路，所述第二NMOS管的源极连接接地端，所述第一PMOS管的源极连接所述输入电压端。

[0012] 所述逻辑控制电路连接所述脉冲宽度调制比较器的输出端。

[0013] 所述采样信号端分别连接第三PMOS管的漏极和第四PMOS管的源极，所述第四PMOS管的漏极连接所述开关节点，所述第三PMOS管的源极连接所述输入电压端。[0014] 本发明的技术效果如下：本发明一种DCDC转换器通过设置电平转换电路对误差放大器输出端的差值电压Vea信号进行处理，变换成可以与采样信号Vs进行比较的信号即差值转换电压Veas，或对误差放大器EA进行处理，使差值电压Vea直接变为可与采样信号Vs进行比较的信号，从而能够省去了电压转电流电路V to I结构，降低功耗，节省芯片面积。

[0004]

附图说明

图1是现有技术中基于电压模式控制的DC-DC转换器的电路原理示意图。

[0016] 图2是现有技术中基于电流模式控制的DC-DC转换器的电路原理示意图。

[0015]

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说 明 书

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图3是DC-DC转换器的Buck结构中电感电流波形示意图。[0018] 图4是实施本发明的一种DCDC转换器的电路结构示意图。[0019] 附图标记列示如下：100-逻辑控制电路；101-接地端；M1-第一PMOS管；M2-第二NMOS管；M3-第三PMOS管；M4-第四PMOS管；M5-第五NMOS管；SW-开关节点；L-电感；Cout-电容；Vcc-输入电压端或输入电压或输入电压值；Vout-输出电压端或输出电压或输出电压值；R7-第七电阻；R8-第八电阻；R11或R5-第一反馈电阻；R12或R6-第二反馈电阻；R13-转压电阻；Vfb-反馈电压端或反馈电压或反馈电压值；Vref-参考电压端或参考电压或参考电压值；EA-误差放大器；Vea-误差放大器输出端的差值电压或差值电压值或误差放大器的输出端；Vramp—斜坡信号；PWM-脉冲宽度调制比较器；I1-第一电流；IL-电感电流；I2-第二电流；Is-采样电流；V-采样电压；Vs-采样信号或采样信号端；V to I-电压转电流电路；Isum-转换电流；Vsum-转压电压；Ton-M1导通阶段；Toff-M1关闭阶段；Vgs-栅源电压；Iea-M5源极电流；Veas-差值转换电压或差值转换电压端。具体实施方式

[0020] 下面结合附图(图4)对本发明进行说明。

[0021] 图4是实施本发明的一种DCDC转换器的电路结构示意图。如图4所示，一种DCDC转换器，包括输入电压端Vcc、输出电压端Vout、误差放大器EA和脉冲宽度调制比较器PWM，所述误差放大器EA的正向端(+)连接参考电压端Vref，所述误差放大器EA的负向端(-)连接反馈电压端Vfb，所述误差放大器EA的输出端连接电平转换电路使误差放大器输出端的差值电压Vea转换为差值转换电压Veas，所述差值转换电压Veas输入所述脉冲宽度调制比较器PWM的正向端(+)，所述脉冲宽度调制比较器PWM的负向端(-)连接采样信号端Vs，所述采样信号端Vs通过MOS管连接所述输入电压端Vcc。所述电平转换电路集成在所述误差放大器EA中。所述电平转换电路包括第五NMOS管M5，所述第五NMOS管M5的栅极连接所述误差放大器EA的输出端Vea，所述第五NMOS管M5的源极通过第八电阻R8接地，所述第五NMOS管M5的漏极通过第七电阻R7连接所述输入电压端Vcc，所述第五NMOS管M5的漏极直接连接所述脉冲宽度调制比较器PWM的正向端(+)。所述反馈电压端Vfb位于相互串联的第一反馈电阻R5和第二反馈电阻R6之间，所述第一反馈电阻R5连接所述输出电压端Vout，所述第二反馈电阻R6连接接地端101。所述输出电压端Vout通过电容Cout连接接地端101。所述输出电压端Vout通过电感L连接开关节点SW，所述开关节点SW分别连接第一PMOS管M1的漏极和第二NMOS管M2的漏极，所述第一PMOS管M1的栅极和所述第二NMOS管M2的栅极分别连接逻辑控制电路100，所述第二NMOS管M2的源极连接接地端101，所述第一PMOS管M1的源极连接所述输入电压端Vcc。所述逻辑控制电路100连接所述脉冲宽度调制比较器PWM的输出端。所述采样信号端Vs分别连接第三PMOS管M3的漏极和第四PMOS管M4的源极，所述第四PMOS管M4的漏极连接所述开关节点SW，所述第三PMOS管M3的源极连接所述输入电压端Vcc。[0022] 如图4，该Buck结构中，M1，M2，M3和M4导通时，工作在深线性区，等效为电阻，分别为R1，R2，R3，R4。当M1导通，M2关闭时，流过M1的电流为I1。V＝I1*R1＝Is*(R3+R4)，可得Vs＝Vcc-V＝Vcc-I1*R1*R3/(R3+R4)。设k3＝R1*R3/(R3+R4)，为常数，因此Vcc-Vs＝K*I1，其中Vcc和k3为常数，由此可知，以Vcc为参考点，Vs为相对于Vcc不断变化的电

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说 明 书

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压信号，Vcc与Vs的差值与I1成比例，用以表征I1的大小。[0023] Vref和Vfb差值经EA放大后，得到Vea，即A(Vref-Vfb)＝Vea-0，由此可知Vea的参考电压为地，Vea与地的差值表征Vfb的大小。由此可知Vea与Vs电平不匹配，不能够直接相比较。因此通过如图4所示的结构，进行电平转换。Vcc-Veas＝(Vea-Vgs)/R8*R7＝(A(Vref-Vfb)-Vgs)/R8*R7，由此可知Veas是相对于Vcc不断变化的电压信号，Vcc与Veas的差值与(Vref-Vfb)成比例，用以表征Vfb的大小。由此可知Veas与Vs相对于Vcc的变化量，分别用以表征I1和Vfb，为电平匹配的电压值，可通过PWM比较器直接对二者进行比较。具体如下：[0024] PWM比较器：当Vs低于Veas，表征I1较高，PWM比较器输出高电平，通过逻辑控制关闭M1，打开M2，Vout放电，提高系统的瞬态响应，提高Vout精度，且避免I1电流过大而损坏器件。同理，当Vs高于Veas，表征I1较低，PWM比较器输出低电平，保持M1导通，使系统继续对Vout充电。[0025] 在此指明，以上叙述有助于本领域技术人员理解本发明创造，但并非限制本发明创造的保护范围。任何没有脱离本发明创造实质内容的对以上叙述的等同替换、修饰改进和/或删繁从简而进行的实施，均落入本发明创造的保护范围。

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说 明 书 附 图

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图1

图2

图3

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说 明 书 附 图

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图4

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