(12)发明专利申请
(10)申请公布号 CN 109155591 A(43)申请公布日 2019.01.04
(21)申请号 201780003224.X(22)申请日 2017.04.28(85)PCT国际申请进入国家阶段日
2018.03.20(86)PCT国际申请的申请数据
PCT/CN2017/082494 2017.04.28(87)PCT国际申请的公布数据
WO2018/195952 EN 2018.11.01(71)申请人 雅达电子国际有限公司
地址 中国香港九龙(72)发明人 刘军 丁春宇 刘青峰 李哲 (74)专利代理机构 北京同达信恒知识产权代理
有限公司 11291
代理人 黄志华 何月华
权利要求书1页 说明书8页 附图3页
(51)Int.Cl.
H02M 3/335(2006.01)
CN 109155591 A(54)发明名称
包括用于调整谐振频率的自适应箝位电路的反激式功率变换器(57)摘要
一种开关模式电源，包括反激式功率变换器和控制电路。所述反激式功率变换器包括输入端、输出端、联接在输入端和输出端之间的变压器、联接在输入端和变压器之间的电力开关以及联接在输入端和变压器之间的箝位电路。所述箝位电路包括电容器和与电容器串联联接的箝位开关。控制电路被配置成控制电源开关和箝位开关。开关模式电源还包括与箝位电路的电容器并联联接的至少一个附加的电容器，以有助于选择电容器的组合从而调整箝位开关的谐振频率，用于优化电源的效率。还公开了用于调整反激式功率变换器的谐振频率的开关模式电源和/或方法的其它示例。
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权 利 要 求 书
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1.一种开关模式电源，所述开关模式电源包括：反激式功率变换器，所述反激式功率变换器包括输入端、输出端、联接在所述输入端和所述输出端之间的变压器、联接在所述输入端和所述变压器之间的电力开关以及联接在所述输入端和所述变压器之间的箝位电路，所述箝位电路包括电容器和与所述电容器串联联接的箝位开关；以及控制电路，所述控制电路配置成控制所述电力开关和所述箝位开关，所述开关模式电源还包括与所述箝位电路的所述电容器并联联接的至少一个附加的电容器，以有助于选择电容器的组合从而调整所述箝位开关的谐振频率，用于优化所述开关模式电源的效率。
2.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，所述箝位电路的电容器和所述至少一个附加的电容器具有不同的电容器额定值。
3.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，所述不同的电容器额定值包括不同的电容。
4.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，所述不同的电容器额定值包括不同的DC额定电压。
5.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，所述至少一个附加的电容器包括与所述箝位电路的所述电容器并联联接的一个电容器。
6.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，基于所述开关模式电源的输出电压来选择与所述箝位电路的所述电容器并联联接的所述至少一个附加的电容器。
7.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，所述变压器包括至少一个初级绕组和至少一个次级绕组，并且所述箝位电路联接在所述变压器的所述至少一个初级绕组两端。
8.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，所述箝位电路包括联接在所述箝位电路的所述电容器和所述变压器的所述至少一个初级绕组之间的电感器。
9.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，所述变压器包括至少一个初级绕组和至少一个次级绕组，并且所述反激式功率变换器包括联接在所述变压器的所述至少一个次级绕组与所述输出端之间的整流电路。
10.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，所述控制电路被配置成感测所述变压器的次级侧上的参数并且基于感测的所述参数来控制所述箝位开关。
11.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，感测的所述参数包括感测的整流电流。
12.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，所述整流电路包括同步整流器。
13.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式电源，其中，所述控制电路被配置为控制所述同步整流器和所述箝位开关基本上同时接通和断开。
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包括用于调整谐振频率的自适应箝位电路的反激式功率变
换器
技术领域
[0001]本发明涉及包括用于调整谐振频率的自适应箝位电路的反激式功率变换器。背景技术
[0002]本部分提供与本发明有关的背景信息，该背景信息不一定为现有技术。[0003]已知具有反激式变换器的电源。反激式变换器包含变压器以提供输入端和输出端之间的隔离。通常，反激式变换器包括箝位，以限制变换器中的电压。发明内容
[0004]本部分提供本发明的概括性总结，且不是本发明的全部范围或本发明的所有特征的全面公开。
[0005]根据本发明的一个方面，一种开关模式电源包括反激式功率变换器和控制电路。所述变换器包括输入端、输出端、联接在输入端和输出端之间的变压器、联接在输入端和变压器之间的电力开关以及联接在输入端和变压器之间的箝位电路。箝位电路包括电容器和与所述电容器串联联接的箝位开关。控制电路被配置成控制电源开关和箝位开关。所述开关模式电源还包括与箝位电路的电容器并联联接的至少一个附加的电容器，以有助于选择电容器的组合从而调整箝位开关的谐振频率，用于优化电源的效率。[0006]从本文中提供的描述，其它方面和应用领域将变得明显。应当理解，本发明的各个方面可以单独地或与一个或多个其它方面组合实现。还应当理解，本文中的描述和具体示例仅意图用于示例性目的且不意图限制本发明的范围。
附图说明
[0007]本文中所描述的附图仅用于所选实施方式而非所有可能的实现方式的示例性目的，且不意图限制本发明的范围。
[0008]图1是根据本发明的一个示例性实施方式的包括反激式功率变换器和控制电路的开关模式电源的框图，其中，所述反激式功率变换器具有有源箝位。
[0009]图2是根据另一示例性实施方式的包括反激式功率变换器的开关模式电源的电力示意图，其中，所述反激式功率变换器具有带有并联联接在一起的两个电容器的有源箝位。[0010]图3是绘制图2的电容器的电容相对于DC偏置电压的变化的图表。
[0011]图4是根据又一示例性实施方式的包括反激式功率变换器的开关模式电源的电力示意图，其中，所述反激式功率变换器具有带有并联联接在一起的三个电容器的有源箝位。[0012]图5是根据另一示例性实施方式的包括反激式功率变换器和控制电路的开关模式电源的电力示意图。
[0013]在附图的多个视图中，相应的附图标记指示相应的部件和/或特征。
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具体实施方式
[0014]现在将参照附图更全面地描述示例性实施方式。[0015]提供示例性实施方式，使得本发明将是透彻的且将向本领域的技术人员全面传达范围。提出多个具体细节，诸如具体部件、设备、和方法的示例，以提供对本发明的实施方式的透彻理解。对于本领域的技术人员来说显而易见的是，具体细节不需要被采用，示例性实施方式可以以许多不同形式来体现，以及具体细节和示例性实施方式均不应当被理解为限制本发明的范围。在一些示例性实施方式中，没有详细地描述公知的过程、公知的设备结构、和公知的技术。
[0016]本文中所使用的术语仅出于描述特定示例性实施方式的目的且不意图进行限制。如本文中所使用，单数形式“一”和“该”也可以意图包括复数形式，除非上下文另有明确指示。术语“包括”、“包含”和“具有”是包含性的且因此指所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件、和/或部件的存在，但是不排除一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其组合的存在或附加。本文中所描述的方法步骤、过程和操作不应被理解为必须要求它们以所讨论或所示出的特定次序来执行，除非具体被认定为执行次序。也将理解，可以采用附加或替选步骤。[0017]尽管术语“第一”、“第二”、“第三”等可以在本文中用于描述各种元件、部件、区域、层和/或区段，但是这些元件、部件、区域、层和/或区段不应当受这些术语限制。这些术语可以仅用于将一个元件、部件、区域、层或区段与另一个区域、层或区段区分。诸如“第一”、“第二”的术语和其它数字术语在本文中使用时不暗示顺序或次序，除非上下文有明确指示。因此，下文讨论的第一元件、第一部件、第一区域、第一层或第一区段可以被称为第二元件、第二部件、第二区域、第二层或第二区段，而不脱离示例性实施方式的教导。[0018]为了便于描述，在本文中可以使用空间相对术语，诸如“内部”、“外部”、“下面”、“下方”、“下部”、“上方”、“上部”等，来描述如图中所示的一个元件或特征与其它的一个或多个元件或特征的关系。除了图中示出的方位之外，空间相对术语可以意图涵盖设备在使用或操作中的不同方位。例如，如果图中的设备被翻转，则描述为在其它元件或特征的“下方”或“下面”的元件将被取向为在该其它元件或特征的“上方”。因而，示例性术语“下方”可以涵盖上方和下方两种方位。该设备可以被另外地取向(旋转90度或以其它方位旋转)且本文中所使用的空间相对描述符被相应地理解。
[0019]根据本发明的一个示例性实施方式的开关模式电源在图1中示出且总体用附图标记100来指示。如图1所示，开关模式电源100包括反激式功率变换器102和控制电路104。反激式功率变换器102包括输入端106、输出端108、联接在输入端106和输出端108之间的变压器110、联接在输入端106和变压器110之间的电力开关112以及联接在输入端106和变压器110之间的箝位电路114。如图所示，箝位电路114包括并联联接的两个电容器116、118以及与两个电容器116、118串联联接的箝位开关120。控制电路104控制电力开关112和箝位开关120。如以下进一步说明的，电容器116、电容器118可以有助于选择电容器的组合从而调整箝位开关120的谐振频率，用于优化电源100的效率。[0020]例如，根据例如联接到电源100的特定负载，电源100(例如，电源开关112)可以提供一定范围的输出电压。可以基于特定的输出电压Vout来选择诸如电容器116和电容器118
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之类的部件，使得箝位开关120在电源100提供该电压时以谐振频率工作。这可以优化电源效率。
[0021]然而，如果需要不同的输出电压Vout并且电源100中的一个或多个部件保持不变，那么电源100的效率可能降低。例如，可以选择电容器116和电容器118以在最大输出电压(例如，约20V等)下优化效率。如果需要较低的输出电压Vout，那么变压器的磁复位时间可能增加，导致箝位开关120的断开(Toff)时间增加。这转而迫使箝位开关120以基本上不同于谐振频率的变化的开关频率工作，从而导致电源效率降低。[0022]然而，如果电容器116和电容器118的组合被适当地改变(如下面进一步说明的)，则可以调整谐振频率以适应箝位开关120的断开(Toff)时间的变化。例如，可以改变电容器116和电容器118的组合，以使谐振频率适应断开(Toff)时间的增加。在这样的示例中，谐振频率可以与箝位开关120的变化的开关频率(再次)校准。进而，当期望不同的输出电压Vout时，电源效率可以增加和/或保持稳定(并且不减小)。
[0023]这种灵活性可以允许用户在不安装箝位电路电容器的特定组合的情况下产生通用电源。通用电源可以能够适应宽范围的可能的输出电压。一旦确定了预期的特定的输出电压，就可以(基于该输出电压)选择箝位电路电容器的适当组合，并且将该箝位电路电容器的适当组合安装在电源中以调整箝位开关120的谐振频率，用于在该特定的输出电压下优化电源效率。
[0024]可以以各种任选的方式来改变电容器116、电容器118的组合。例如，可以通过将一个或多个附加的电容器联接到电容器116、电容器118来调整电容器116、电容器118的组合。在其它实施方式中，可以通过用另一电容器替换至少一个电容器来调整电容器116、电容器118的组合。例如，如下面进一步说明的，可以用具有不同的电容器额定值(例如，电容、DC额定电压等)的另一电容器来替换一个电容器。[0025]在其它实施方式中，可以通过调整至少一个电容器的电容来改变并联联接的电容器116、电容器118的组合。例如，电容器116、电容器118中的至少一者可以包括能够在不物理地移除电容器的情况下改变其电容的可变电容器。如果需要，可以机械地和/或电子地调整可变电容器的电容。
[0026]所得到的电容器116、电容器118的组合可以包括具有相同或不同电容器额定值的两个或更多个电容器。例如，在一些优选的实施方式中，电容器116、电容器118具有不同的电容器额定值。在这样的示例中，电容器116可以具有与电容器118不同的电容、DC额定电压等。在其它实施方式中，电容器116、电容器118可以具有不同的电容但是相同的DC额定电压、具有不同的DC额定电压但是相同的电容等。可替选地，如果需要，电容器116、电容器118可以具有基本上相同的电容器额定值。[0027]如图1所示，箝位电路114包括至少一个有源元件，诸如箝位开关120。由此，反激式功率变换器102可以被认为是有源箝位反激式功率变换器。可以以任何合适的方式(包括例如根据变压器110的次级侧上的感测的参数(如下面进一步说明的)、根据变压器110的初级侧上的感测的参数等)来控制箝位开关120。[0028]图2示出了另一开关模式电源200，该开关模式电源200包括反激式功率变换器202、用于接收AC输入电压的输入端子L、用于联接到负载的输出端子以及箝位电路214。电源200在输出端子提供DC输出电压Vout。类似于图1的反激式功率变换器102，反激式功率变
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换器202包括联接在输入端子L和输出端子之间的变压器TX1以及联接在输入端子L和变压器TX1之间的电力开关Q1。特别地，电力开关Q1联接到变压器TX1的初级绕组P1。[0029]如图2所示，电源200包括各种任选的整流电路和滤波器。例如，电源200包括联接在输入端子L和箝位电路214之间的滤波电容器C1以及联接在输出端子和变压器TX1之间的滤波电容器C4。另外，电源200包括联接在输入端子L和滤波电容器C1之间的整流电路204。如图所示，整流电路204包括二极管桥式整流器，该二极管桥式整流器具有将在输入端子L接收的交流电力整流为直流电力的四个二极管D1、D2、D3、D4。在其它实施方式中，如果需要，可以采用其它合适的整流电路。[0030]另外，如图2所示，反激式功率变换器202包括联接在变压器TX1和输出端子之间的整流电路206。特别地，整流电路206联接在变压器TX1的次级绕组S1和输出端子之间。在图2的具体示例中，整流电路206包括联接在变压器TX1和输出端子之间的同步整流器(例如，MOSFET Q3)。在一些实施方式中，如进一步说明的，可以控制MOSFET Q3和箝位开关Q2，使得MOSFET Q3和箝位开关Q2基本上同时接通和断开。在其它实施方式中，如果需要，整流电路206可以包括另一合适的整流器。
[0031]图2的箝位电路214基本上类似于图1的箝位电路114。例如，如图2所示，箝位电路214包括并联联接在一起的两个电容器C2、C3以及与并联联接的电容器C2、电容器C3串联联接的箝位开关Q2。另外，箝位电路214包括联接在电容器C2、电容器C3和变压器TX1的初级绕组P1之间的电感器L1。
[0032]在一些实施方式中，箝位电路214可以包括多于两个电容器。例如，图4示出了包括图2的反激式功率变换器202以及基本类似于图2的箝位电路214的箝位电路414的另一开关模式电源400。然而，图4的箝位电路414包括并联联接在一起的三个电容器C2、C3、C5以及与并联联接的电容器C2、电容器C3、电容器C5串联联接的箝位开关Q2。[0033]返回参考图2，电容器C2、电容器C3可以联接到电流流过的箝位开关Q2的端子。由此，电容器C2、电容器C3未联接到箝位开关Q2的控制端子(例如，栅极端子等)。例如，图2的箝位开关Q2是N-沟道MOSFET，所述N-沟道MOSFET具有联接到参考电压(例如，接地)的源极端子、联接到并联联接的电容器C2、电容器C3的漏极端子以及联接到控制电路(未示出)的栅极端子。在其它示例中，箝位开关Q2可以是另一合适的开关(例如，P-沟道MOSFET、FET等)。
[0034]如图2所示，箝位电路214联接在变压器TX1的初级绕组P1两端。具体地，电容器C2、电容器C3联接到变压器的初级绕组P1的一端(经由电感器L1)，箝位开关Q2联接到变压器的初级绕组P1的另一相对端。
[0035]反激式功率变换器202中的谐振部件可以产生谐振振荡电路。在图2的具体示例中，电容器C2和电容器C3、电感器L1以及变压器TX1的磁化电感(Lm)形成LLC振荡电路。该谐振振荡电路可以辅助反激式功率变换器202中的一个或多个开关Q1、Q2、Q3的软切换(例如，零电压切换和零电流切换)。[0036]例如，当电力开关Q1接通时，能量存储在变压器TX1的磁化电感(Lm)中。在此期间，箝位开关Q2和同步整流器Q3断开。稍后一段时间，电力开关Q1断开，由LLC振荡电路产生的谐振电流流过箝位开关Q2的体二极管。一旦箝位开关Q2两端的电压下降到零，箝位开关Q2和同步整流器Q3就会接通。在此期间，存储在磁化电感(Lm)中的能量被转移到变压器TX1的
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次级侧和输出端Vout。当流过整流器Q3的电流下降到零时，整流器Q3和箝位开关Q2断开。然后，谐振电流流过电力开关Q1的体二极管。一旦电力开关Q1两端的电压下降到零，电力开关Q1可以再次接通。[0037]如上所述，当需要输出电压Vout变化时，箝位开关Q2可以以基本上不同于谐振频率的变化频率来工作，从而导致电源效率降低。例如，根据一个示例性实施方式(示例1)，箝位开关Q2的接通(Ton)时间可以是0.75μs，电感器L1的电感可以是2.5μH，变压器TX1的匝数比(n)可以是6，并且输入的大容量电容器电压VB(如图2所示)可以是300V。[0038]另外，在该示例性实施方式中，电容器C2可以是500V/82nF电容器，电容器C3可以是250V/200nF电容器。例如，电容器C2、电容器C3可以是GRM(X7R)系列的电容器和/或其它合适类型的电容器(例如，GRM(X8R)系列的电容器、GRM(X5R)系列的电容器、GRM(X7S)系列的电容器、GR3系列的电容器等)。在这样的示例中，当输出电压Vout为20V时，使电容器C2、电容器C3偏置的电压Vc为120V(即，Vout*n＝Vc)。电容器C2、电容器C3的实际电容可以基于许多因素(包括例如偏置电压等)而变化。[0039]例如，可以利用DC偏置曲线来确定特定电容器的电容变化。然后，可以利用该电容变化来确定电容器的实际电容。例如，可以根据电容器的DC偏置曲线(例如，类似于图3的示例性DC偏置曲线300)来确定谐振中的电容器C2、电容器C3的实际电容。在该示例中，因为使电容器C2、电容器C3偏置的电压Vc为120V，所以可以确定电容器C2、电容器C3的电容变化。基于该电容变化，针对该特定示例的谐振中的电容器C2、电容器C3的实际电容分别被确定为65.6nF(即，C2＝0.8×82nF)和80nF(即，C3＝0.4×200nF)。[0040]利用电容器C2的实际电容(即，65.6nF)和电容器C3的实际电容(即，80nF)，可以利用以下等式(1)来确定谐振频率。在这样的示例中，谐振频率(f)等于2.638×105Hz。
[0041][0042]
由此，如以下由等式(2)所确定的，该谐振频率的谐振周期或周期(T)等于3.791×
10-6s。
[0043]
然后，如以下等式(3)所示出的，可以利用周期(T)、箝位开关Q2的接通(Ton)时间、电压VB以及输出电压Vout来确定箝位开关Q2的断开(Toff)时间。在该特定的示例中，箝位开关Q2的断开(Toff)时间等于1.875×10-6s。
[0045][0046]
[0044]
然后，可以利用以下等式(4)来确定相对于箝位开关Q2的周期(T)的断开比率。在
该特定的示例中，断开比率是0.989。换句话说，箝位开关Q2的断开(Toff)时间基本上与谐振周期(T)的一半相同。当采用所选择的电容器C2、电容器C3并提供20V的输出时，该比率(例如，接近值1)指示与谐振周期的紧密接近。由此，如上所述，箝位开关Q2以接近谐振频率工作，由此优化变换器效率。
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[0047]
如下所示，在给定输出电压的变化的情况下，该断开比率可以变化(并且在某些情
况下显著变化)。例如，如果输出电压Vout现在为5V，则相同的电容器C2、电容器C3上的电压Vc现在等于30V(即，Vc＝Vout×n＝5V×6)。基于图3的DC偏置曲线300，谐振中的电容器C2、电容器C3的实际电容分别为76.26nF(即0.93×82nF)和186nF(即0.93×200nF)。[0049]然后，如以上等式(1)所示出的，电容器C2的实际电容(即76.26nF)和电容器C3的实际电容(即186nF)用于确定谐振频率(f)。在该示例中，谐振频率(f)为1.966×105Hz。如以上等式(2)所确定的，基于该谐振频率(f)，周期(T)为5.088×10-6s。之后，基于周期(T)确定箝位开关Q2的断开(Toff)时间(参见以上等式(3))。在该示例中，断开(Toff)时间为7.5×10-6秒。因此，可以看出，当输出电压Vout从20V变为5V时，断开(Toff)时间显著变化(例如，从1.875×10-6s到7.5×10-6s)。[0050]然后，利用以上等式(4)来确定相对于该不同的周期(T)的断开比率。在该特定的示例中，断开比率是2.948。因此，箝位开关Q2的断开时间(Toff)基本上大于谐振周期(T)的二分之一。由此，当输出电压Vout降低时，箝位开关Q2以基本上不同于谐振频率的变化的频率工作，从而导致变换器效率降低。
[0051]根据另一示例性实施方式(示例2)，箝位开关Q2的接通(Ton)时间、电感器L1的电感、变压器TX1的匝数比(n)和电压VB与以上示例1中概述的值相同。然而，电容器C2、电容器C3是500V/82nF电容器。在该示例中，当输出电压Vout为20V时，电容器C2、电容器C3上的电压Vc再次等于120V(即Vout*n)。因此，如上所述，基于DC偏置曲线(例如，类似于图3的示例性DC偏置曲线300)，谐振中的电容器C2、电容器C3的实际电容被确定为等于65.6nF(C2、C3＝0.8×82nF)。
[0052]在该特定示例中，当使用上述等式(1)至等式(4)时，谐振频率(f)等于2.779×105Hz，该谐振频率的周期(T)等于3.598×10-6s，箝位开关Q2的断开(Toff)时间等于1.875×10-6s，并且相对于该周期(T)的断开比率等于1.042。因此，如上所述，当采用所选择的电容器C2、电容器C3并提供20V的输出时，断开比率(其接近1)指示与谐振周期的紧密接近。由此，如上所述，箝位开关Q2以接近谐振频率工作，由此优化变换器效率。[0053]当输出电压Vout变为5V时，电容器C2、电容器C3上的电压Vc等于30V。如上所述，基于DC偏置曲线(例如，类似于图3的示例性DC偏置曲线300)，谐振中的电容器C2、电容器C3的实际电容被确定为等于76.26nF(C2、C3＝0.93×82nF)。[0054]基于该减小的输出电压Vout，当使用上述等式(1)至等式(4)时，谐振频率(f)为2.577×105Hz，该谐振频率的周期(T)为3.88×10-6s，箝位开关Q2的断开(Toff)时间为7.5×10-6s，并且相对于该不同的周期(T)的断开比率是3.866。因此，如上所述，当采用所选择的电容器C2、电容器C3并提供5V的输出时，该断开比率不接近谐振周期。由此，如上所述，箝位开关Q2以基本不同于谐振频率的变化的频率工作，从而导致变换器效率降低。[0055]从以上示例可以看出，电容器的实际电容的变化导致谐振频率(f)的调整。在以上示例中，这是由提供不同的输出电压(例如，5V、20V等)导致的，这转而迫使电容器上的电压Vc变化。然而，也可以通过调整电容器C2、电容器C3的组的电容来改变电容器的实际电容。
[0048]
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如上所述，可以通过如下方式来调整电容器C2、电容器C3的组的实际电容(以及谐振频率)：用具有不同的电容的新的电容器来替换电容器、用具有不同的DC偏置曲线的新的电容器来替换电容器、改变电容器的电容、为电容器C2、电容器C3的组添加电容器等。因此，谐振频率可以被调整为与箝位开关Q2的变化的开关频率的电流值基本上对准。[0056]如以下表1所示，针对以上示例1和示例2，计算了具有大约5V的输出电压Vout的反激式功率变换器202的效率。如图所示，当电容器C2、电容器C3具有不同的诸如电容、额定电压等的电容器额定值(如在示例1中)时，变换器效率与当电容器C2、电容器C3具有相同的电容器额定值时相比增加。因此，在该特定的示例中，优选使电容器C2、电容器C3具有不同的电容器额定值。
[0057]
图5示出了基本上类似于图2的电源200的另一开关模式电源500。例如，类似于图2
的电源200，图5的电源500包括图2的反激式功率变换器202、整流电路206和箝位电路214。电源500还包括用于控制反激式功率变换器202的电力开关Q1、箝位电路214的箝位开关Q2以及整流电路206的同步整流器Q3的控制电路504。[0059]在图5的特定示例中，控制电路504包括用于控制一个或多个开关的驱动器。例如，控制电路504包括用于控制电力开关Q1的主驱动器508和用于控制同步整流器Q3的同步驱动器510。这些驱动器508、510可以基于一个或多个感测的参数(未示出)等来控制它们各自的开关Q1、开关Q3。在其它实施方式中，可以以另一合适的方式来控制开关Q1、开关Q3。[0060]在一些实施方式中，控制电路504可以控制同步整流器Q3，使得同步整流器Q3和箝位开关Q2基本上同时接通和断开。例如，控制电路504可以感测变压器TX1的次级侧上的参数，然后基于该感测的参数向箝位开关Q2提供控制信号。特别地，如图5所示，变压器TX1的次级侧上的感测的参数是流经同步整流器Q3的整流电流。在其它实施方式中，控制电路504可以感测、利用等另一合适的参数(例如次级侧电压、来自驱动器510的信号等)来控制箝位开关Q2。
[0061]整流的电流信号可以通过控制电路504中的隔离部件506(例如光联接器、变压器等)，然后被提供给箝位开关Q2。如上所述，这允许控制电路504同步的控制箝位开关Q2和同步整流器Q3。
[0062]本文中所公开的控制电路可以包括模拟控制电路、数字控制电路(例如数字信号控制器(Digital Signal Controller，DSC)、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)等)、或混合控制电路(例如数字控制单元和模拟电路)。另外，整个控制电路、控制电路的一部分可以为集成电路(IC)、或控制电路中的任何部分都可以不为集成电路(IC)。
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说 明 书
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本文中所公开的开关器件可以包括晶体管(例如，如图2、图4和图5等所示的
MOSFET等)和/或另一合适开关器件。如果采用一个或多个MOSFET，则一个或多个MOSFET可以包括一个或多个N型MOSFET和/或一个或多个P型MOSFET。
[0064]本文所公开的电源可以是包括至少一个反激式功率变换器和至少一个有源箝位电路的任何合适的电源(例如，AC-DC电源或DC-DC电源)。可以控制电源中的开关，使得电源可以提供宽范围的输出电压(例如变化的输出电压)。例如，电源可以提供约5V至约20V的输出电压。在一些实施方式中，电源可以包括用于联接到负载的USB-C型适配器和/或其它合适的输出适配器。
[0065]出于示例和描述的目的已经提供了实施方式的如上描述。不意图是详尽的或限制本发明。特定实施方式的各个元件或特征通常不限于该特定实施方式，而是在可适用的情况下是可互换的以及可以被用在所选择的实施方式中，即使没有具体示出或描述。特定实施方式的各个元件或特征也可以以许多方式变化。这些变化不应当被视为背离本发明，并且所有这些修改意图被包括在本发明的范围内。
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图1
图2
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说 明 书 附 图
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图3
图4
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说 明 书 附 图
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图5
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