开关电容单相九电平逆变器及其调制策略

V〇1.40 No.3 2020年3月

Electric Power Automation Equipment

Mar. 2020 %开关电容单相九电平逆变器及其调制策略

王要强，周成龙，王明东，王凯歌

(郑州大学电气工程学院，河南郑州450001)

摘要：提出一种基于开关电容技术的单相九电平逆变器，该逆变器由开关电容网络、辅助双向开关以及全桥

单元组成。通过电源与电容的串并联转换，该逆变器能够以较少的功率器件产生更多的输出电平，简化了拓

扑结构，降低了系统成本，并且该逆变器单电源输入的特点拓宽了其应用范围。该逆变器控制简单，不需要 额外的均压电路及复杂的控制回路即可实现电容电压的平衡详细论述了逆变器的工作原理、调制方案、电 容参数设计原则以及拓扑对比分析。最后，通过实验对所提逆变器的稳态性能、动态性能及其并网工作性能 进行验证分析，证明了该逆变器结构及其调制方案的正确性与可行性。关键词：多电平逆变器；开关电容；单电源；电容电压平衡；调制策略

中图分类号：TM 464

文献标志码：A

D0I： 10.1608l/j.epae.202002009

0引言

一种基于开关电容结构的单相九电平逆变器，该逆

近年来，随着环境污染以及能源危机等问题日 变器利用选择开关将升压与逆变2个过程相结合， 趋严重，清洁可再生能源的开发利用备受关注。其 但这种方法需要较多的功率器件，增加了系统成本 中，光伏发电因其具有分布广泛、生产过程清洁、安 文献[10]提出一种具有提高输入电压能力的单电源 全可靠、维护方便等优点得到了广泛应用m。在光 开关电容多电平逆变器，然而其有限的五电平输出 伏发电系统中，电力电子逆变器是光伏发电系统的 会产生较多的输出谐波。文献[I I]提出能够减少电 核心设备。多电平逆变器由于其输出波形质量好、 路器件数量的多电平逆变器结构，但其需要复杂的 输出电压谐波含量小、开关器件的电压应力低以及 控制策略来保持电容电压的平衡。文献[12]提出一 需要的输出滤波器较小等优点，在光伏发电等领域 种开关电容串并联转换的多电平逆变器，其由开关 中具有重要的应用前景[2]。

电容前端和H桥后端组成，是基于开关电容结构的 传统多电平逆变器主要分为3类：二极管箝位 串并联转换，该逆变器有效增加了输出电平的数量。

型3、电容箝位型m以及级联H桥型:5]。箝位型逆变 在上述研究的基础上，本文提出一种开关电容 器使用大量箝位二极管或箝位电容提高输出电平数 串并联转换的单相九电平逆变器，其由1个电源、2 量，但是其电路结构较为复杂，增加了控制难度，并且 个电容以及少量的开关器件构成。通过电容与电源 存在电容均压的问题。级联H桥型逆变器通过级联 的串并联转换，所提逆变器在输出较多电平的同时 模块化结构得到更高数量的输出电平，但是其需要 减少了所需功率器件的数量，简化了拓扑结构，降低 大量的开关器件以及独立的直流输人电源。为了减 了系统成本及控制复杂度。此外，由于存在开关电 小系统的器件数量和控制复杂度，近年来开关电容 容结构，该逆变器具有一定的升压能力。该逆变器 技术被应用到多电平逆变器结构中[M]。开关电容 控制简单，采用基本的载波层叠调制方式即可实现 结构是一种典型的无磁性结构，其由一定数量的开 电容电压的平衡，不需要额外的均压电路以及复杂 关器件和分压电容组成,通过开关控制电容的T.作 的控制回路。本文给出了该逆变器的T_作原理、调 状态，实现电能的传递与转换，具有体积小、效率高、 制策略、电容电压平衡机理、电容参数设计以及拓扑 功率密度大等优点。这种逆变器通过较少的开关器 比较分析。最后，通过实验验证该逆变器及其调制 件产生更高数量的输出电平，并且由于固有的升压 方案的正确性与可行性。

能力，其能将直流输入侧直接连接到交流输出侧，减 1逆变器拓扑结构和工作原理

少了中间升压环节，提高了逆变效率。文献[9]提出

1.1拓扑结构

收稿日期：20丨9-03-29;修回日期:20丨9-12-10本文提出的多电平逆变器拓扑结构如图1所

基金项目：国家自然科学基金资助项目（51507155

河南省

高等学校青年骨干教师资助项目（2019GGJS011)

示，该多电平逆变器由单个直流电源、开关电容电 Project supported by the National Natural Science Foundation 路、辅助双向开关以及全桥电路构成。图中，匕为 of China(51507155) and the Youth Key Teacher Project

直流输入电源；开关S5—S7，二极管D,、D2以及分压 of the Provincial Higher Educational Institution of Henan 电容C,、C2构成开关电容电路,实现电源与电容之间 (2019GGJS011)

的串并联转换，增加输出电压等级；开关S8、S9组成

电力自幼化议备第40卷

辅助双向开关，其连接开关电容电路和全桥电路， 1.2工作原理

以增加额外的输出电平;开关S,—54构成全桥电路， 本文提出的多电平逆变器按照输出电平可以划 以实现输出电平的正负极性转换。通过合理的开 分为9种1：作状态。逆变器在各个工作状态的等效 关组合，所提逆变器能够输出九电平:±2匕、±3K,,./2、 电流通路如图2所示。表1给出了逆变器各种功率 ±K/2、0o

器件的T.作状态，其中包括开关的开关状态、二极管 的通断状态以及电容的充放电状态。为了便于分 析，假设所有的功率器件都是理想的，没有通态电阻 和正向导通压降;两电容电压保持额定电压不变，没 有电压波动。逆变器具体工作原理分析如下所示。

(1)下作状态1(2KJ :如图2(a)所示，该状态 下，开关S,、S4、S6处于导通状态，其余开关关断，二极 管D,、D2被电容电压反向截止。直流电源K,,.与电容 C,、C2串联后经过H桥对负载进行供电，此时逆变器

D,

S5

Cr-

ShI

-WD「

-V

^ \\c+fs8

^ is2>C^s4j|

(a)工作状态1

(c)工作状态:

(d)工作状态4

(g)工作状态7

图2

逆变器的9种工作状态

Fig.2 Nine working states of inverter

表1

逆变器功率器件工作状态

Table 1 Working states of power devices in inverter

工作

输出开关状态

二极管状态

电容状态

状态电压S

'545,5759

*^D2

5C1

Sc2110010100000DD23V2

00010101000—D310010010010CC400010011010CD50

0

1010010010CC6-VJ

200100010110DC7~Vdc

01100010010CC8-3V201101000001D—9

-2K,

0

1

1

0

0

1

0

0

0

0

0

D

D

注:开关状态对应的1和0分别表示开关导通和关断;二极管状态对应的丨和0分别表示二极管正向导通和反向截止;

电容状态对应的C、“一”、D分别表示电容处于充电、保持和放电状态。

第3期王要强，等:开关电容单相九电平逆变器及其调制策略

电容电压平衡等方面有较大的影响。多电平逆变器 输出电平为2匕.。

(2) 工作状态2(3Fdc/2):如图2(b)所示，开关S4、 的调制方式有很多种，常用的有空间矢量调制U31、多 s6、s8导通，其余开关关断，二极管0|、02被电容电压 载波调制[141、特定谐波消除调制h51、开关频率优化 反向截止。直流电源K,,.与电容C2串联后经过辅助 调制等。基于上述对逆变器工作原理的分析，本 双向开关对负载进行供电，此时逆变器输出电平为 文采用载波层叠调制方式对该逆变器进行调制。3Ku./20本文提出的多电平逆变器的调制方式原理如图

(3) 工作状态3(匕）：如图2(c)所示，开关S,、S34 所示。图中1个正弦调制波和8个三角载波进行 和1导通，其余开关关断,二极管0,正向导通，二极 比较产生8路开关通断信号。设三角载波的幅值为 人,正弦调制波的幅值为则逆变器幅值调制比 管02反向截止。此时，一方面，直流电源K,,,通过二 极管D,以及开关$对电容C,、C2进行充电；另一方 M为:面，直流电源匕通过S,、\\对负载进行供电，逆变器 输出电平为K&。

(4) 工作状态4(匕/2):如图2(d)所示，开关S7、S8导通，其余开关关断，二极管D,正向导通，D2S 向截止。直流电源匕.通过二极管D,以及开关$对 电容(：,、(；2进行充电。与此同时，电容C2通过中间辅 助双向开关对负载进行放电，此时逆变器输出电平 为V2。

(5) 工作状态5(0):如图2(e)所示，开关Ss7导通，其余开关关断，二极管0,正向导通，二极管 仏反向截止。直流电源K,,..通过二极管D,以及开关 S7对电容〔,、(：2进行充电。开关S2、S4的导通构成了 续流回路，此时逆变器输出电平为0。

(6) 工作状态6(-Fdc/2):如图2(f)所示，该状态 下开关S3、S7、Sg导通，其余开关关断，二极管0,正向 导通，二极管〇2反向截止。直流电源匕通过二极管 D,以及开关37对电容(：,、(：2进行充电。与此同时，电 容C,通过中间辅助双向开关对负载进行放电，此时 逆变器输出电平为-VV2。

(7) 工作状态7(-yJ:如图2(g)所示，该状态下 开关S2、S3、S7导通，其余开关关断。二极管D,正向 导通，二极管〇2反向截止。直流电源匕通过二极管 0,以及开关S7对电容(：,、(：2进行充电。与此同时，直 流电源K,,.通过H桥对负载进行供电，此时逆变器输 出电平为_匕。

(8)

工作状态8(-3匕/2):如图2(h)所示，态下开关\\、53、55导通，其余开关关断，二极管0|反

向截止,二极管D2正向导通。直流电源^与电容C,

串联，后经H桥对负载进行放电，此时逆变器输出电 平为-3VV2。(9) 工作状态9(-2Kj:如图2⑴所示，该状态 下开关S2、S,、S6导通，其余开关关断，二极管D,、D:被 电容电压反向截止。直流电源串联电容C,、C2对 负载进行供电，此时逆变器输出电平为-2K„(.。2调制策略与电容分析

2.1调制策略分析

逆变器的调制策略对逆变器的输出电压谐波、

M=AJ(4Ar) (1)S4、

4/1,S4、 -44,

M

M 丨

vrM

'v

n

;M

i

illlj ；

m

丨；\"it

丨，丨：i

丨丨i丨;

! ； i I M i.U.-L!

m

]

M

L

! ! Ilrt

.

U-Li ■ i ：-U.i1

： ； m ..

“8

..m 丨.hxijn丨丨mi h

M

il

M

「M

Tflinili ! ! i ,5,irti[丨in咖;M

M

ill

.

5523 i 1 ; ； ： imi

： ： ' iiin__.

M 丄 J

1 M iH

i—

i——

L 1 iiJ------►

SA

i ； !■\" i

i i Mil

| i丨…

ri

.5M ! !

M hiinftnooinnnmni j 1 55,

6\\ \\\\]-

ililM

Minnlnnii

丨 U

57

nrh

:

:nii ‘

：Hi：

_

5_inim 丨

S8, m

丨 M Urinf M

: irini

.

2Va..V*

0

士

6162 Bt, tt_t鮮—

图3逆变器调制示意图Fig.3Schematic diagram of inverter modulation

调制比A/的取值范围为0比下逆变器输出电平数不同，表2给出了调制比A/ 与输出电平之间的关系。图3中的$—$为不问调制区间对应的初始调 制相角，其值分别设定如下：

〇r-= arcsin[ 1/(4A/)](2)e2--= arcsin[ 1/(2M)](3)= arcsin[ 3/(4M)]

•⑷

2、该状

余力自幼化议备

第40卷

表2

调制比A/与输出电平之间的关系

Table 2 Relationship between M and output level

调制比Af取值范闱

电平数输出电平030, 士K,‘./20.250.50t±VJ2t±V^±3VJ20.75 9

0,±VJ2,±Vdc,±3VJ2,±2Vtit.逆变器在各调制区间的输出电平占空比分別

如下：

Dm

=4Msin (〇)t)e | 0,沒丨）(5)Dm=4M sin (cot)- 1〇)t & 02)(6)=4M siniojt)- 2cot 〇})(7)

〇,» =-AM sin (^)- 3cot e [ tt/2 ](8)上述调制方式中，丨个正弦调制波和8个三角载 波进行比较产生8路开关信号U|_u8。这8路开关 信号经过逻辑组合得到逆变器各个开关的驱动信号 S'一其逻辑关系为：

S,=(u,+ «2)u,,

S2=(u5+u(t)u4, Si = u5, S4 = uf S6 = u2+us, S-,=u2u7

Ss=(u,u2 + u3)ii4, S, = u5u6

其中，上划线表示信号的取反。2.2电容电压平衡分析

对于有多个电容丁作的逆变器而言，电容电压 的平衡问题是逆变器能否正常T.作的关键问题电 容电压不平衡将会导致输出电压偏置，开关器件的 电压应力增大，引起过电压、过电流、电容击穿等问 题，最终导致系统崩溃。因此,逆变器电容电压的平 衡控制对于逆变系统的稳定性而言至关重要

由第1节中该逆变器的T.作原理分析可知，该 逆变器中两电容的充电电路不包含负载，充电状态 下电源并联电容对其进行充电，电容的充电电流及

充电时间与负载无关，并且两电容的充放电T.

作状 态对称相等，因此能够实现电容电压的平衡。

为直观分析，图4描述了逆变器两电容C,与C2 的T作状态以及两电容电压的T.作波形。从图中可 以直观地看出，电容C,与C2在一个周期内的充放电

■充电，■放电

图4

电容<7,与(：:的工作状态图

Fig.4 Working state diagram of C, and C2T.作状态对称相同，两电容的电压丁作波形与t/,2

也对称相同，验证了该逆变器两电容电压的平衡

2.3电容参数设计

开关电容多电平逆变器中的分压电容是实现多 电平输出的关键因素。电容过小，会导致电容电rR 纹波变大，影响输出波形质量；电容过大，会增加系 统成本与结构体积，因此选择合适的电容值能够平 衡系统性能与成本之间的关系。

电容的大小往往按照电容电压纹波不大于电容 额定电压的10%的原则来设定.电容电压纹波的 大小主要受电容最大连续放电量的影响。由表1和 图4可知，电容C,与C2的最大连续放电区间分别为 L 7T + 0,, 2TT-0,]与[0,, TT-0,]。此时，流过电容 C,与 的电流均为逆变器的输出电流i„。由于电容C,和C2 的最大连续放电区间长度以及其所对应的T.作状态 相同，因此电容的最大连续放电量相同，电 容C,的值与电容C2的i相同。为便于分析，仅对电 容(：2进行计算。电容C2的最大连续放电量为：

=

2〇‘

(9)

其中乂为逆变器的输出电流;/,为逆变器输出频率;

w为对应的角频率

电容的最大连续放电量受负载影响，当负载为 阻性负载时，逆变器输出电压与负载电流同频同相， 负载电流峰值为积分周期中点，电容放电fl最大；当 负载为感性负载时，逆变器输出电压与负载电流相 位不同，负载电流峰值不为积分周期中点，电容放电 量减小。因此，纯阻性负载条件下计算的电容值也 适用于感性负载。

当负载为阻性负载时，逆变器负载电流也为脉宽调制（P W M )波，在最大连续放电区间[0,，77 - A ] 内，逆变器输出电压在3匕./2~2匕之间交替切换，输 出电平占空比为/)D4。

则电容的最大连续放电量A()为：

d(〇;<)+2甘人

3K,

(1(0)/)

(10)

其中为负载电阻

为了计算最大的电容放电量，设定A/=l，则可进 一步计算得到电容的最大连续放电S为：

A(； = 53l/d,./(4〇Tr/„«„)

(11)

根据电容电压纹波不超过电容的额定电压10%

的条件，且电容C,=C2，则两电容的电容值都应满足：

C^\\QKQ.\\V,) (12)其中，K.为电容的额定电压。

则在允许的电容纹波条件下电容的最小值为:

第3期丨三要强，等:开关电容单相九电平逆变器及其调制策略

c„

lVA^-26,)8TTf„R,AUrip

(13)

其中，

为电容的纹波波动，且At/一0.1匕。

由上述分析可知，电容与输出频率、负载以及电

容纹波成反比，这意味着电容越大，电压纹波越小， 负载容量越大。但是电容过大会提高系统成本，因 此需要平衡系统成本与系统性能之间的关系。

图5显示了在电容电压纹波为电容额定电压 10%的条件下电容与输出频率和负载电阻之间的 关系。从图5中可以看出，输出频率与负载电阻越 大，逆变器维持特定电压纹波所需的电容值越小。

^Ci lxlO'1

3

5x10^10()0‘

800_2000

乂：4〜

400800

1 2001 600

R声

图5

电容与输出频率和负载电阻之间的关系图

Fig.5 Relationship diagram of capacitance vs.

output frequency and load resistance

3拓扑比较分析

为了比较所提逆变器结构的性能，将所提逆变 器与几种典型的开关电容多电平逆变器进行对比， 对比参数如表3所示。为公平分析，所有逆变器结 构都是在九电平输出条件下进行对比的。

表3

逆变器拓扑参数对比

Table 3 Parameter comparison among

inverter topologies

类型 电源数电容数开关数二极管数

所提拓扑 1292文献[6]中拓扑 13103文献[7]中拓扑 22122文献[12]中拓扑

1

3

13

0

由表3可见，相比于最近提出的几种典型的开 关电容拓扑结构，所提拓扑结构在输出九电平状态 下所需的器件总数最少，这有利于降低系统成本，减 小设备体积。并且，逆变器所具有的电容平衡控制 简单、单电源输人等优点能够扩大其应用范围，因此 所提新型多电平逆变器具有一定的应用优势。4

实验结果及分析

为了验证所提多电平逆变器结构及其调制策略

的正确性与可行性，搭建了一台小型实验样机对该 逆变器进行验证。分别对该逆变器的开环T.作特性 及其闭环并网特性进行验证分析。在逆变器的开环 实验中，分别对所提逆变器的稳态和动态工作特性 进行详细分析;在逆变器的闭环并网实验中，分析模

拟并网环境下所提逆变器的并网工作特性，对应的

并网逆变控制系统结构如图6所示。

图6逆变器并网控制结构框图

Fig.6 Block diagram of grid-connected

control structure for inverter

(i)为了验证所提逆变器的可行性及其理论分

析的正确性，在开环状态下对该逆变器的稳态T.作 性能进行验证分析。本实验中，设定直流输人电源 电压为30 V，电容值为2 200 pF,负载电阻为50 11， 输出频率为50 Hz,载波频率为2 kHz,调制比M= 0.9。图7为逆变器输出电压1/。„，与负载电流L的实 验波形。从图7中可以看出，逆变器的输出电压以 及对应的负载电流为理想的九电平波形，证明了该 逆变器结构及其调制方式的正确性。图8为两电容 电压的实验波形。可见在系统进人稳态后，电容C, 与C2的电压波形保持稳定，电压纹波较小，验证了该 逆变器电容电压的平衡。

>!PA

/JA/P0 V»\"0?../J!

/：5 ms/div

图7

逆变器输出电压与负载电流实验波形

Fig.7 Experimental waveforms of output voltage

and load current for inverter

t7>

U rc\\

....

t ： 50 ms/div

图8电容电压实验波形

Fig.8 Experimental waveforms of capacitor voltage

(2)为了验证所提逆变器结构的稳定性及其电 容电压平衡能力，在开环状态下对逆变器调制比与

输出频率变化时该逆变器的动态工作性能进行验证 分析3本实验中，直流输入电源电压为30 V，电容值 为2200 jjlF，负载电阻为50 fi，载波频率为2 kHz。

图9给出了调制比变化时逆变器输出电压、负 载电流以及两电容电压动态响应实验波形。图9(a)

⑩

舍力自幼化试备第40卷

为逆变器调制比从0.9变化到0.7时的实验波形，对 应的逆变器输出波形从九电平变为七电平；图9(b) 为调制比从0.7变化到0.4的实验波形，对应的输出 波形从七电平变为五电平；图9(c)为调制比从0.4变 化到0.2的实验波形，对应的输出波形从五电平变为 三电平。由图9可知，根据调制比的变化，逆变器输 出电压与负载电流波形均能迅速达到目标状态，变 化后两电容电压迅速保持稳定，并且变化后电容电 压纹波减小，证明该逆变器能够在全调制比范围内 工作，系统动态响应迅速，电容电压平衡效果理想。

>!P>

.2/AP/P1 V/i

oA/ = 0.9!M=0.7

^.(N

A?」:

Z卞

.J

H、\"a

/ :25 ms/div

/ ：25 ms/div

(a)调制比A/从0.9变化到0.7

.^P>n

/AO1M=o.rM = 0.4-

^.?/!:

.J

t：25 ms/divf: 25 ms/div

(b)调制比M从0.7变化到0.4

2>!P>-p/Ap/0v«0

r/\\z-b/\"Cl

■

■■M

w

n=•• J 6-/nH \"a…卜

!

t：25 ms/div

:25 ms/div

(c)调制比M从0.4变化到0.2图9

调制比从变化时的动态实验波形

Fig.9 Dynamic experimental waveforms with

variation of modulation ratio M图io给出了输出频率变化时逆变器输出电压、 负载电流以及两电容电压的实验波形。图10U)中,

>!P>/AJP/ ov»nr？“.J /i25 ms/div t ：25 ms/div

(a);从 50 Hz 变化到 100 Hz

>.^!p..pc...P>//PA：T ：

AZOV/\"a../cU =

50 Hz:: ^.：—

土= 25 H5…/?/!(N

:

TG'Up/.J

7....

■ :...'■f: 25 ms/div

f: 25 ms/div

(b)/^ 从 50Hz 变化到 25 Hz

图10输出频率/^变化时的动态实验波形

Fig.10 Dynamic experimental waveforms with

variation of output frequency f逆变器的输出频率从50 Hz变为100 Hz;图10(b)

中，逆变器的输出频率从50 Hz变为25 Hz。由图10 可知,输出频率变化后系统迅速进入稳态，电容电压 保持稳定，证明了该逆变器可在大范围输出频率下 工作，结构稳定，电容电压平衡能力突出，并且验证 了输出频率越大，逆变器电容纹波越小的理论分析 的正确性。

(3)为了验证所提逆变器的实际应用性能，根据 图6所示的逆变器并网控制策略，对该逆变器的闭 环并网工作特性进行验证分析。本实验中，模拟电 网电压的幅值和频率分别为80 V和50 Hz,逆变器 开关频率为2 kHz,直流母线电压为50 V，电容值为 2200 pF，输出滤波电感为2 mH。图11给出了逆变 器模拟电网电压\\和并网电流k的实验波形。可见 系统以单位功率因数并网，系统电网电压和并网电流 同频同相，波形平滑，系统运行稳定，逆变器能以单位 功率因数平稳地向电网提供电能，验证了所提逆变器 结构的实际应用性能及其闭环控制方案的可行性。

>!P1

/A ..Jo>!p/v%

e

\\

^. T

>

a

3

1V

t ：5 ms/div

图11电网电压和电流实验波形

Fig. 11 Experimental waveforms of

grid voltage and current

5结论

本文提出了一种单电源开关电容九电平逆变

器，其通过电源与电容的串并联转换来输出更多的 电平，仅需要1个直流源、2个电容以及少量开关器 件即可输出九电平电压波形，所用功率器件的数量 大幅减少。该逆变器控制简单，用基本的载波层叠 调制方式即可实现电容电压的平衡。与几种典型的 开关电容多电平逆变器结构相比，所提逆变器结构 器件数量少、电容平衡控制简单以及单电源输入的 优点具有一定的应用优势，能够扩大其应用范围。 详细给出了逆变器的工作原理、调制策略，并对该逆 变器的电容参数设计、电容电压平衡机理等进行了 分析。最后，通过一台实验样机对所提逆变器的稳 态性能、动态性能及其并网工作性能进行了验证分 析。结果表明，所提逆变器具有良好的丁.作性能，其 在可再生能源等领域中有广泛的应用前景。参考文献：

[1] KOURO S, LEON J 1, VINNIKOV D, et al. Grid-connected

photovoltaic systems: an overview of recent research and emer­

ging PV converter technology [j]. IEEE Industrial Electronics Magazine ,2015,9(1) :47-61.

第3期

II要强，等:开关电容单相九电平逆变器及其调制策略

source [ C ]//2012 IEKE 5th India International Conference on Power Electronics(IICPE). Delhi,India：IEEE,2012： 1-6.

[11] CHOI J,KANG F. Seven-level PWM inverter employing series-

connected capacitors paralleled to a single DC voltage sourceJ . IEEE Transactions on Industrial Electronics,2015,62(6): 3448-3459.

[12] HINAGO Y, KOIZUMI H. A switched-capacitor inverter using

series / parallel conversion with inductive load [ J .. IEEE Tran­sactions on Industrial Electronics, 2011,59( 2) : 878-887.

[13]

[2 ] GUPTA K K, JAIN S. Comprehensive review of a recently

proposed multilevel inverter[j]. IET Power Electronics, 2014,7(7)： 467-479.

[3]

佃顺，许洪华.二极管箝位三电平逆变器共模电压抑制技术

[J].电力自动化设备，2018,38(1):66-73.

Llj Dianshun.XU Honghua. Common-mode voltage mitigation of diode clamped three-level inverter[J !. Electric Power Auto­mation Equipment, 2018,38( 1) ：66-73.

[4] 王超，何英杰，刘云峰，等•飞跨电容型多电平逆变器空间矢量

与载波脉宽调制统一理论研究[•!].中国电机工程学报，2016，

36(15)：4172-4184.

WANG Chao, HE Yingjie, LIU Yunfeng, et al. Research of the unity theory between the space vector and the carrier- based PWM modulation strategies in flying capacitor multi­level inverters [j J. Proceedings of the CSEE, 2016, 36 ( 15)：4172-4184.

[5] 吴丽然，吴命利.

吴凤江，孙力，赵克.级联型逆变器的新型简化多电平空间矢

量调制方法[J].中国电机工程学报，2009,29(12):36-40.

WU Fengjiang, SUN Li, ZHAO Ke. Novel simple multilevel

space vector modulation method for cascade inverter [j ]. Pro­ceedings of the CSEE,2009,29(12)：36-40.

[14]

WM

张云，孙力，吴凤江，等.五开关五电平逆变器的载波交错SP-

控制方法[J].电工技术学报,2010,25(2): 101-106.

级联H桥型变流器直流电压均衡控制[J].电

ZHANG Yun.SUN Li,WU Fengjiang, et al. Carriers-staggered SPWM control method based on a five-switch five-level in­verter [j ].Transactions of China Electrotechnical Society,2010, 25(2)：101-106.

[15] KAVOUSI A,VAHIDI B.SALEHI R,et al. Application of the

bee algorithm for selective harmonic elimination strategy in multilevel inverters [j ]. IEEE Transactions on Power Elec­1689-1696.tronics ,2012,27(4)：

[16] EDPUGANTI A，RATHORE A K. Optimal low-switching fre­

quency pulse width modulation of medium voltage seven-level cascade-5 / 3H inverterL J j. IEEE Transactions on Power Elec­tronics, 2015,30( 1) ： 496-503.

力自动化设备,2017,37(10): 100-106.

WU Liran,WU Mingli. DC voltage balancing control for cas­caded H-bridge converter[j]. Electric Power Automation Equip­ment,2017,37( 10) ： 100-106.

6 , BABAEI E,GOWGANI S S. Hybrid multilevel inverter using

switched capacitor units [j ]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014,61 (9) ： 4614-4621.

[7] LIU J, CHENG K W, YE Y, et al. A cascaded multilevel

inverter based on switched-capacitor for high-frequency AC power distribution system[J」. IEEE Transactions on Power Elec­

， 2014,29 (8): 4219-4230.tronics

[8 ] ZAMIRI E,V0S0UGHI N,HOSSEINI S H,et al. A new cas­

caded switched-capacitor multilevel inverter based on impro­ved series-parallel conversion with less number of com- ponents[j]. IEEE Transactions on Industrial Electronics,2016,63(6)：3582-3594.

[9] 谭国俊，张旭，薛映霞，等.投切电容式单相九电平逆变器研究

[J].中国电机工程学报，2017,37(8) :2351-2360.

TAN Guojun, ZHANG Xu, XUE Yingxia, et al. Research of switch capacitor single-phase nine-level inverter [J]. Procee­dings of the CSEE,2017,37(8) ：2351-2360.

[10] RANJAN A, GUPTA K K, KUMAR L, et al. A switched-

capacitors based multilevel boost inverter with single input

作者简介:

王要强（1982 —),男，河南郑州人，副 教授，博士，主要研究方向为电力电子变换 与控制技术及其在新能源并网、电机驱动、 柔性直流输配电等方面的应用（E-mail:

WangyqEE@163.com);

周成龙（1992 —),男，河南许昌人，硕

士研究生，主要研究方向为电能变换与新能

王要强

源发电技术（E-mail: ZhouclEE@ 163.com)。

(编辑李玮）

Single-phase nine-level inverter based on switched capacitor and its control strategy

WANG Yaoqiang,ZHOU Chenglong,WANG Mingdong,WANG Kaige

(School of Electrical EngineeringZhengzhou University，Zhengzhou 450001，China)

Abstract： A single-phase nine-level inverter based on switched capacitor technology is proposed，which is composed of switched capacitor structure, auxiliary bidirectional switch and H-bridge unit. Through the series-parallel conversion of power supply and capacitor, the inverter can generate more output levels with fewer switching devices，which simplifies topology structure and reduces system cost. Moreover,the characte­ristic of single power input of the inverter broadens its application scope. The control of inverter is simple, and the capacitor voltage can be balanced without additional voltage equalizing circuit and complex control circuit. The working principle, modulation scheme, design principle of capacitance parameters and topologi­cal comparison analysis for the inverter are discussed in detail. Finally, the steady-state, dynamic and grid- connected performance of the proposed inverter are verified by experiments, which proves the correctness and feasibility of inverter structure and its modulation scheme.Key words： multi-level inverter; switched capacitor; single power supply; capacitor voltage balancing; modula­

,

tion strategy